2.2 开关电源各回路设计

2.2.1 整流滤波回路的设计

开关电源一般采用电容输入型整流滤波回路。整流方式一般采用全波桥式整流。这里将介绍电容输入型整流滤波回路的设计方法。

输入电容C₁的容量是由输出保持时间以及直流输入电压要求的纹波大小决定的，而且流经电容的纹波电流在电容允许值范围内。这是因为C₁的纹波电流对电容寿命有很大影响，我们应特别注意。滤波电容大多采用电解铝作为电解质。

例题：有一开关电源的输入电压为85（V_min）～265V（V_max），输出功率（P_o）为60W。（1）求输入电容的纹波电压（V_cr）和电容的使用寿命的推算。（2）如何选用整流二极管。

设开关电源工作频率为200kHz，效率为85%。

（1）计算直流输入回路的各个参数：

输入最低直流电压V₁（min）=85V×=120.2V

输入最高直流电压V₁（max）=265V×=374.71V

电路输入功率P_i=P_o/μ=60W/0.85=70.6W

输入有效电流I_ds=P_i/V₁（min）=70.6/120.2A=0.59A

输入平均电流I_dc=I_ds·D_ave

式中，D_ave为转换电能平均占空比，它是最高与最低占空比的平均值。

D_max=V_OR/（V_imin+V_OR-V_DS（on））

式中，V_imin、VOR分别是输入直流电压在变压器一次绕组的最低和最高感应电压；V_DS（on）是开关管的导通开关电压；分别取90V、135V和10V代入上式：

D_max=135/（90+135-10）=0.628

D_min=90/（90+135-10）=0.419

D_ave=（D_max^+Dmin）÷²=（0.628+0.419）÷2=0.524

I_dc=0.59A×0.524=0.31A

（2）计算整流滤波电容容量C

式中，f为输入交流电压频率50Hz；-t_c为滤波电容半周期放电时间7ms；t_c为滤波电容半周期的充电时间3ms。

，取68μF

（3）计算电容负载电阻R_LC

R_LC=V₁（min）/Idc=120.2/0.31Ω=387.7Ω

设输入低通滤波阻抗R_S为10Ω，则滤波器的阻抗与电容负载的阻抗比值为

R_S/R_LC=10/387.7=0.0258≈0.026

（4）计算电容滤波的纹波电压V_cr

V_cr=4I_ds·t_c×10^-3/（2πC×10^-6）=4×0.59×3×10^-3/（2×3.14×68×10^-6）V

=7.08×10^-3/（427.04×10^-6）V=16.6V

（5）计算充电电流I_aca

整流电路每半周3ms时间对滤波电容充电，其充电电流I_aca=t_on·I_acp/T。根据阻抗比值0.026，由图2-5查到I_ac/I_dc=1.2，则I_ac=1.2I_dc=1.2×0.31A=0.37A。又由图2-6查出I_acp/I_ac=3.6，则低通交流输入的峰值电流I_acp=3.6×0.31A=1.12A。所以充电电流I_aca=3×10^-3×1.12A/（20×10^-3）=0.168A。

（6）计算滤波电路的负载电流I_rL

由输入有效电流I_ac除去交流输入电流的平均值I_aca的矢量差为滤波电路的负载电流I_rL

图2-5 交流输入电流有效值与输出平均电流之间的关系

图2-6 交流输入电流峰值与输出平均电流之间的关系

（7）计算电容寿命

若变换器确定的最高温度为60℃，机内温升为15℃，电容器工作环境温度为75℃。环境温度为75℃时，补偿系数K为1.32，50℃时允许纹波电流为0.33A，则

I_r75=1.32I_r50=1.32×0.33A=0.436A

当环境温度为50℃时，内部温升为

ΔT₆₅=ΔT₇₅K²=4.25×1.32²℃≈7.4℃

当环境温度为75℃时，电流为0.26A，内部温升为

电容器的寿命L_V为

L_V=L₀×2（75^-65）/10×4（5^-4.6）/10=2500×21×4^0.04H≈5285H

式中，L₀为电容的保证寿命，可由生产商的产品目录查得。电容所承受的电压是最大输入电压的2倍，实例中为265×≈375V。所以电容C₁选用容量为68μF、耐压为400V、温度为105℃的电解电容，在环境温度为75℃时，承受最高电流为1.12A。

（8）整流二极管及开关管的计算选用

开关电源的整流桥由四只二极管组成，每两只二极管串联起来完成交流电压半周期的整流任务。因此，每只二极管流过的电流只有每个周期平均电流的一半；每个二极管所承受的峰值电压的一半。

（9）计算峰值电流I_PP

I_PP=I_ds/D_min=0.59A/0.419=1.41A

（10）计算峰值电压V_dsp

设变压器一次电感量L_P=0.85mH

通过计算，每只整流二极管所承受的电流为最大电流一半的三倍，所承受的电压为峰值电压一半的两倍，即，495.74V。根据计算选用二极管1N5407，它的最高反向工作电压V_RM为800V，额定整流电流I_D为3A，完全满足上例整流电路的要求。又根据所计算出的峰值电压和峰值电流选用IRF820，它的漏源反向击穿电压V（BR）DS和最大漏极电流I_Dmax也符合上面所计算出的参量要求。

2.2.2 开关功率管消耗功率的计算

开关功率管是开关电源的重要部件，是关系到电源损耗、功率效率的关键器件。以图2-7为例计算开关功率管的主要参数。这些参数既不是选用的开关管反向耐压越大越好，也不是放大倍数越高越好用，而是综合电路参数及其承受的应力应平衡。

图2-8所示，峰值电压为浪涌电压、吸收电压V_R3、输入最大直流电压V₁（max）之和。

图2-7 吸收回路

开关功率管所消耗的总功率P_Q1为

按图2-9分别计算开关管在导通时起点和终点的电流I_ds1、I_ds2。

式中，ΔI_L为电流在扼流圈上的波动值，按10%进行计算。

图2-8 开关功率管电压峰值波形

图2-9 开关功率管的电压和电流波形

t₁、t2、t3、t4的值如图2-9所示。t₁+t₂+t₃=t_on（max），t4=t_off，t3为开关管的储存时间。

开关功率管MOSFET的PN结温度T_j越高，导通电阻R_ds越大，功耗也越大。当T_j超过100℃时，R_ds是产品目录给出值的1.5～2倍。所以，开关功率管的损耗主要是由于R_ds而产生的。这时有必要加t_on进行计算，也就是在V₁（min）时采用t_on（min）进行计算。这里VT₁采用IRF734，查技术参数表可知t_on=0.04μs，t_off=0.10μs，t_on（max）=2.0μs。根据图2-9，t₂=（2.0-0.04-0.10）μs=1.86μs。由上面公式求得

2.2.3 开关电源吸收回路设计

吸收回路如图2-7所示，它是利用电阻、电容和阻塞二极管组成的钳位电路，可有效地保护开关功率管不受损坏。VT₁导通时，变压器TR₁的磁通量增大，这时便将电能积蓄起来。VT₁截止时，便将积蓄的电能释放，变压器一次绕组中便有剩磁产生，并通过VD₅反馈到二次侧。剩磁释放完毕后，一次绕组N₁的电压V₁（min）为

根据2.2.1节的计算，加在VT₁上的电压峰值V_dsp≈495.74V。又设吸收回路工作周期T=10μs，一次绕组电感L_P=0.85mH，则吸收回路的电阻R₃为

=94.830×88.45Ω=8388Ω=8.4kΩ

时间常数R₃C₆比周期T大得多，一般取5倍左右。

则=5.95×10^-9F=0.059μF，取0.06μF

用开关管MOSFET上的峰值电压（V_dsp）减去图2-7中R₃两端的电压V_R3，就是阻塞二

极管VD₅所承受的电压。

式中，V_S是高频变压器的二次电压，设V_S=13.3V；n是该变压器的电压比，n=7/64≈0.109。

所以，VD₅所承受的电压为V_dsp-V_R3=495.74V-183V=312.74V，选用耐压值为400V以上、电流值在0.8A以上的高快速恢复二极管UF4004。

2.2.4 开关电源保护回路设计

1.过电流保护电路

过电流包括电源负载超出规定值和电源输出电路出现零负载（即短路）。图2-10所示电路是利用桥式检测原理，对电路进行过电流保护。图2-10a和图2-10b只是检测电阻R_S的位置不同，其工作原理完全是一样的。由R₁、R₂、R_S和负载构成桥式电路，反馈放大器的增益较高时，只要输出电流稍过载，输出电压就急剧下降。即使R₄为无穷大，R₃=0，但工作原理不变，理论上输出电压为零，过电流保护工作点也是零。V_ST是启动电压，用于防止电源启动时出现故障。V_ST值的设定要求是启动二极管VD₂必须截止，对过电流设定值I_M没有任何影响，这样启动时不会影响过电流保护，如图2-10b所示。启动电压V_ST的大小决定输出短路时的短路电流I_S：

图2-10 桥式过电流保护电路

因此，对于过电流保护电路桥，只要桥电压改变极性，输出极性也将改变，有可能会发生短路故障。如果将两个电源a和b串联起来，则可以避免因桥电压极性改变而发生故障。

图2-11所示电路是恒流型限流电路与断开型过电流保护电路相结合的组合型保护电路。

电路中恒压用反馈放大器A₁的输出电压去控制VLC_1-2，使电压保持稳定。放大器A₂用来检测电路中电流的情况，它的输出驱动电路VLC_2-1的功能是恒流。另一方面，放大器A₂的输出控制着VLC_1-1、VLC_1-2。当IC₁的16脚电平下降时，开关晶体管的驱动脉冲信号消失，达到保护的目的。电路中稳压二极管VS₁用于防止VLC_1-2误动作。当VS₁的稳定电压达到稳定值范围后，VLC_1-1才能获得足够的导通电压，通过A₂电流检测，驱动VLC_2-1，执行电路恒流工作。电容C是电压负反馈元件。

图2-11 组合型保护电路

图2-12 TL494过电流保护电路

在图2-12a所示电路中，开关晶体管VT₁和VT₂的发射极接入电阻R_S用来检测过电流。当电路发生过电流时，R_S上的电压会上升，其结果是VT₄导通，VT₃也导通，基准电压加到TL494的CON端，使CON端输出截止，从而防止了过电流。TL494的输出端Q断开后，开关晶体管VT₃、VT₄相继截止，CON端返回到正常电平。在此期间，TL494内的双稳态谐振振荡器也将翻转。这时，CON端为正常电平，在三角波电压下降前，端输出脉冲。这样，从输出到Q输出的时间是控制电路的滞后时间，因而空闲时间很短，如图2-12b所示。如果开关晶体管VT₁与VT₂同时导通，会使开关管损坏。为防止这种现象出现，必须采取一定措施。当VT₄导通时，VT₃与VT₅也导通，在电阻R_S上产生压降，但是VT₃、VT₄、VT₅加的是正反馈电压，所以VT₃和VT₅仍继续导通。在1个周期里，CON端不再返回到正常工作时的电平，这时双稳态多谐振荡器不会发生翻转。如果振荡电容C_T放电到放电电压的谷点，VT₅的导通电流由于VD₁的分流而截止，随后VT₃也截止，防止了VT₁与VT₂同时导通而损坏开关晶体管。当CON端转为正常电平后，电路进入下一个工作循环周期。

2.过电压保护电路

过电压保护是开关电源用得最多的一种保护方式。过电压大多发生在以下情况下：检测电路断开，控制电路损坏，或者供电电源突然发生电压变化。过电压发生时，首要任务是保护负载，其次是保护开关功率管。对于输出只有5V的开关电源，大部分都设计有较好的、响应及时的过电压保护电路、过电流保护电路以及过热保护电路。一旦发生过电压，一般所采取的措施是振荡电路停振，关闭驱动脉冲。因此，若过电压保护电路动作后，再启动电源工作时，必须断开电源才能恢复正常工作。

开关电源最简单的过电压保护措施是在输入电路中并联一只氧化锌压敏电阻。当电网电压出现瞬时尖峰脉冲时，压敏元件可以进行削波钳位。如果过电压情况比较严重，压敏电阻则会击穿导通，这时将熔丝熔断，使开关电源得到保护。只要输入电源电压低于压敏电阻的压敏电压值，压敏电阻则呈现高阻状态。由此可见，压敏电阻的压敏电压值必须高于最高交流输入电压的峰值，并且还应考虑熔丝系数（K=1.2～1.5）。对于220V的工频输入电压，通常选用压敏电压为380～420V的压敏电阻，大多数选用420V的压敏电阻。

还有过电压保护采用稳压二极管的，不过要注意的是稳定电压是随着稳压二极管电流与温度的变化而变化的，所以在选用稳压二极管时，必须选用性能稳定、电压漂移非常小的产品。用光耦合方式进行过电压保护的电路如图2-13所示。当输出电压（V_o）由于某种原因急剧升高时，二极管VD₂反向击穿，使光耦合器P613G中的发光二极管的电流增大，同时光敏晶体管的电流也增大，使晶闸管触发而导通。这时供电电压V_CC由于晶闸管的导通而下降。电阻R₄使光耦合器的电流转换为触发电压，电容C₁将触发电压微分为尖脉冲，使触发脉冲可靠准确，保证晶闸管导通的快速性和准确性。

图2-13 光耦合晶闸管过电压保护电路

当输出电压为5V时，VD₁选用HZ5C3或者1N5993B，电阻R₁选用10Ω电阻；当输出电压为12V时，VD₁选用1N6002B，电阻R₁选用51Ω电阻；当输出电压为24V时，VD₁选用1N6009B，电阻R₁选用10Ω电阻。

图2-14所示电路是用分立元件构成的过电压保护电路。

图2-14 用分立元件构成的过电压保护电路

两只晶体管采用PNP型和NPN型不同型号的管子组成复合晶体管，对过电压起着保护作用。由图2-14得知，电路的反馈电压V_FB经稳压二极管VS稳压后，由电阻R₁分压，控制VT₂的工作状况。在输出电压正常时，V_G较小，VT₁、VT₂截止，过电压保护电路不工作。当输出电压V_o出现过电压时，反馈电压V_FB升高，控制电压V_G也升高，使得晶体管VT₂、VT₁导通，A点的电压V_e下降，控制IC₁关闭驱动脉冲，振荡器停振，起到保护作用。稳压管VS的稳定电压与VT₂的发射极电压之和（即V_Z+V_BE2）小于反馈电压V_FB时，就进行过电压保护。一般V_FB为12V左右（对光耦合电路）。

3.欠电压保护电路

欠电压保护对于我国目前的电力供应情况来说是非常需要的。往往由于供电电压过低，开关电源无法启动，甚至烧毁，因此必须采取欠电压保护措施。图2-15所示是由光耦合器等组成的欠电压保护电路。

当输入市电电压低于下限值时，经过整流桥（未画出）整流、电容C₃滤波的直流电压V₁也较低，经电路电阻R₁、R₂分压后使V_B电压降低。当VT₁的基极电压V_B低于2.1V时，VT₁、VD₄均导通，迫使V_C下降。当V_C＜5.7V，立即使IC₁的7脚（比较器输出端）电压下降到2.1V（正常值为3.4V）以下时，IC₁脉宽调制输出高电平，造成PWM锁存器复位，立即关闭输出。这就是光耦合输入、欠电压保护的工作原理。

设VT₁的发射结电压V_BE=0.65V，VD₄的导通压降V_F4=0.65V，IC₁的正常工作电压V_C的下限电压为3.4V。显然，当VT₁和VD₄导通时，VT₁的基极电压V_B=V_C-V_BE-V_F4=3.4V-0.65V-0.65V=2.1V，可将2.1V作为VT₁的欠电压阈值。

图2-15 光耦合欠电压保护电路

设电源输入最低电压V₁=100V，R₁=1MΩ，V_B=2.1V，将其代入上式，可计算出R₂的值。

，取21kΩ

为了降低保护电路的功耗，反馈电压V_FB应在12～18V范围内取值。如果供电电源突然发生断电，直流电压V₁也随C₃的放电而衰减，使输出电压V_o降低。一旦V_o降到能自动稳压范围之外，电容C₂开始放电，使V_C电压上升，同样也使IC₁的PWM信号的宽度变宽，使输出电压上升，起到稳压作用，但是这种稳压范围很小。

4.过热保护电路

开关电源的耐温性能和防火性能不仅直接关系到开关电源的可靠性和使用寿命，而且还直接关系到发生火灾的危险程度，关系到人们的生命财产安全。

开关电源的热源主要是高频变压器、开关功率晶体管、整流输出二极管以及滤波用的电解电容，其中高频变压器、开关功率晶体管及整流输出二极管的温升比较突出。为了防止开关电源因过热而损坏，设计开关电源时不仅要求必须使用高温特性良好的元器件，同时要求电路、印制电路板（PCB）、高频变压器等设计合理、制作工艺先进，并且需要采取过热保护措施，这些都是为保证安全所必须具备的条件。

为了抑制开关功率晶体管的温升，除选用储存时间短、漏电流小的晶体管（包括MOS-FET）外，最简便的方法是给晶体管表面加装散热片。事实证明，晶体管加装散热片后，电源的稳定性将大大提高，失效率明显降低。电子开关过热保护措施的作用是在开关电源中容易发热的元器件或电源外壳的温度超过规定极限值之前，切断开关电源的输入线，或强制关闭调制脉冲输出，停止高频振荡。

开关电源过热保护的类型可分成以下几类：自动复位型，手动复位型，不可更新、非复位（熔丝）型以及可提供等效过热保护的其他各种类型。

过热保护器与开关电源构成整体。最基本的放置要求是不能受到机械碰撞，便于拆装；在保护器的功能与极性有关系时，则用软线连接，插头不带极性的设备应该在两根引线上都有过热保护器；保护器的电路断开时，不影响开关电源的正常工作，更不能引起火灾或损坏电气设备。通常开关电源的电路板面积和壳体内的空间都比较小，采用过热保护器有一定的难度。如果过热保护器确实难以放下，可以采用温度熔丝或热敏电阻作为过热保护器。将它贴在高频变压器或功率开关管壳体表面上，当温度升高到一定值（一般为85℃）后，过热保护开关就能自动切断电源。对于独立式开关电源，可以采用过热保护电路。这类保护电路一般利用硅材料PN结晶体管（如3DG42）的发射结或热敏电阻作为温度传感器，各种控制电路在工作原理上大致一致，只是元器件配置不太一样。利用热继电器和晶闸管器件组成的过热保护器，由于电路比较简单，所用元器件少，常在开关电源中被采用。

如果开关电源采用了带有过热保护功能的控制及驱动集成电路，这时不需增加任何外围元器件或只需增加非常少量的外围元器件，就可以起到过热保护的作用。

以KA7522为代表的开关电源控制及驱动集成电路没有内置PN结温度传感器，只含有过热关断电路。对于这类控制集成电路，只需在它的外部接一个温度传感元件，具体的过热保护电路如图2-16所示。

图2-16中，R_T是NTC热敏电阻，它在电路板上应紧贴易发热的元件，只要发热元件的温度达到或超过85℃，IC₁的17脚上的电压就会降到0.85V以下，IC₁则关断内部的驱动电路，使其2脚及19脚输出的电平为低电平，开关电源停止工作。当温度降低到50℃时，IC₁利用18脚的电压温度滞后特性，将重新启动，调制脉冲重新输出，开关电源开始工作。由此可见，采用具有过热关断电路的控制集成电路，可使过热保护变得十分简单，而且集成电路本身的价格也很低，其性能价格比是很高的，值得推广。

图2-16 KA7522过热保护电路

2.2.5 开关电源软启动回路设计

开关电源接上电源后，驱动脉冲逐渐加宽到设计值，使输出电压V_o慢慢建立，这个过程就是软启动。开关电源如果具有软启动功能，就可以防止负载电流I_o或电源输入电流I_S的大电流冲击，以免损坏开关电源。

软启动的电路很多，多数采用RC延时电路。与软启动相反的就是硬启动。硬启动就是强制性地在开关的“关”和“开”过程中加进电压。理论分析：开关导通时，开关上的电流上升和电压下降是同时进行的；开关截止时，电压上升和电流下降也是同时进行的。这样，电流和电压的输入波形叠加便产生开关损耗，这种损耗会随着频率的提高而急速增加。与此同时，当电子开关截止关断时，电路中的电感元件还会感应出尖峰电压。这种电压也会随着开关频率的变化而急剧改变，搞不好的话，很可能使开关器件击穿。另外，电子开关高电压导通时，储存在开关器件结电容中的能量不能全部释放出去，在器件内将电能转换为热能而耗散掉，而且这种消耗也是随着频率的升高而增加。如果开关管在截止期间有导通动作，很容易产生很大的冲击电流，对器件的安全运行造成危害。这是开关电源在硬启动条件下的一些实际存在的问题。软启动技术必将在开关电源中得到广泛应用。

1.软启动电路的作用

现在很多开关电源都采用硬启动的方式，一通电开关电源就进入工作状态。这种“强制性”启动方式，不仅会对开关电源本身带来损害，还有可能在负载电流（I_o）或输入电流I_S上会产生一个大的冲击电流，负载电压V_o会超越界限，更重要的是可能产生双倍磁通。什么是双倍磁通呢？开关电源在启动瞬间会产生饱和现象，这种现象在没有设计软启动的半桥式、全桥式和推挽变换式开关电源电路里最容易出现。为了增加高频变压器的磁感应强度，取单向磁化值的两倍，就是摆幅值在峰-峰值之间取值。设计时，为了避免产生双向磁化，可减少半桥式、全桥式、推挽变换式高频变压器的一次绕组的匝数，这样的结果反过来会对开关电源的效率、开关功率管承受的应力带来不好的影响。这种方法不可采用。

电源在稳态工作时，磁心是这样工作的：磁心在关断（t_off）时间内，在变压器二次侧的续流二极管和滤波电感的作用下，输出的续流受到钳位，在每半周期开始时刻磁感应强度不是+B就是-B，这就是最大磁感应强度摆幅值，在稳态半周期内将是ΔB的2倍。这种现象还存在潜在的问题，比如说，在变换器刚加进电源V_S的瞬间，开关管开始导通，在稳态运行时，可能出现磁心中有双倍磁通的现象。因为在原始磁感应强度起始点磁偏移非常接近于零，从这个开始点开始，2倍ΔB的实变磁感应强度（即峰-峰摆幅）将导致在第一个半周内出现磁心饱和，存在烧毁元器件的可能性。在实验室里，往往在电源未通电之前，各种测试对电源不产生什么影响，认为是安全的、可靠的，可是等到一通电，开关管就烧毁了。这就是双倍磁通效应的恶果。

为了防止出现这种双倍磁通效应，第一，可减小工作磁感应强度，但这样做的结果是减小了磁心的利用率，这是不可行的。第二，可增加软启动环节，在稳态半周期内不出现磁心饱和现象。在启动时减小导通脉冲宽度，直到磁心在每个周期内开始工作时，逐渐建立在-B或者+B上而不是2ΔB上，就不会出现双倍磁通。这种软启动方法是解决双倍磁通效应最可行的方法。

2.软启动电路的设计

图2-17所示的是一种软启动性能较好的电路。

图2-17 带有运放的软启动电路

电源接通时，通过R₆、R₁、VD₁的10V电压较快地建立起来（相对V_S=300V而言）。这时，C₁的端电压为零。10V电压经R₃对C₁充电，R₃上的电压经VD₂加到运算放大器A₁的反相端。A₁的输出为负，这时不可能有脉冲输到驱动回路。当一次电压V_S加到变换电路上后，C₁充电到一定电压时，电压加到VT₁的发射极和集电极之间。由于电阻R₂的存在，VT₁导通。VT₁导通后，充电电容C₁开始放电，这一状态一直维持到没有脉冲产生。当V_S电压加到变换电路上已达到200V时，稳压管VS击穿，VT₁截止关断，C₁放电停止。在10V电压的作用下，电流流经R₃形成电压V_R3，向电容C₁充电。随着充电电流的减小，R₃上的电压V_R3逐渐降低，A₁的反向输入端电压由负值逐渐变为零。在同相端三角波的作用下，放大器A₁逐渐有调制脉冲加宽输出，这就达到了软启动的目的。

A₂为误差放大器。从输出电压V_o中引出的信号加到A₂的同相端，A₂的输出信号经R₄控制A₁的反相输入端。C₁虽经R₃充电，但VD₂反向偏置，C₁不会影响脉宽调制。当电源关断时，C₁又使VT₁导通，把C₁上的电压放完，为下一次充电做好准备。

这个电路不仅提供延迟软启动功能，而且还具有低压保护功能，调整好后可以防止启动瞬间的双倍磁通效应。

图2-18所示的是两种光耦合软启动电路。在图2-18a中，软启动电容C_S并接在精密稳压源IC₂（TL431）的阴极和阳极之间。当电路刚接上电源时，由于启动电容C_S的两端电压不能突变，V_AK=0，IC₂不工作。随着整流器输出电压逐渐升高并由光耦合器中发光二极管上的电流和R₁上的电流对C_S充电，C_S上的电压不断升高，IC₂逐渐转入正常工作状态，输出电压就在延迟时间内慢慢上升，最终达到额定的输出电压值V_o。

软启动是变换电路的正常方式启动，它有助于减少元器件所受的应力。图2-18a所示电路是一个非常重要的电路，具有实际功效，特别对输入阻抗很高的变换电路（如半桥式、全桥式、推挽式变换电路）更为有效。图2-18b所示电路在稳压管的两端并接一只4.7～22μF的电解电容C_S，它的工作原理与图2-18a所示电路相同，具有延时启动功能。延时时间的长短与开关电源输出功率的大小有关，大功率电源一般要延时30～45ms，中小功率的电源只要延时10～30ms就可以了。电源的延时时间主要决定于启动电容的容量，另外还与电源电路的输入阻抗有关。一个高输入阻抗的电源，它的启动时间就长。当然，启动时间也与电路中元器件的参数有关。对启动时间要进行调整，延时时间不能太长，否则会影响控制灵敏度。

图2-18 两种光耦合软启动电路

2.2.6 开关电源多路输出反馈回路设计

许多电子产品（如自动化仪表、机顶盒解码器、传真机、录像机、彩色电视机等）都需要多路输出电源，多路电流负载要求各路电压都得到稳压。一般开关电源是不能满足上述要求的，因为多路输出往往存在不平衡问题。所谓不平衡是指这个电源某一路的输出电流I_o1连同输出电压V_o1调好了，等到调节第二路输出电流I_o2时，第一路输出电压V_o1下降了。调好了第一路，第二路变了，再调好第二路，第一路又变了。很是麻烦，更不要说第三路、第四路了。

多路输出反馈电路也有4种类型：基本反馈电路、改进型基本反馈电路、配稳压二极管的光耦合反馈电路以及带精密稳压源的光耦合反馈电路。其中以带精密稳压源的光耦合反馈电路用得最多，这是因为它的性能最好。多路输出开关电源也有两种工作模式：一是连续模式（CUM），其优点是能提高控制芯片的利用率；二是不连续模式（DUM），其优点是在输出功率相同的情况下，能采用尺寸较小的磁心，有利于减小高频变压器的体积。多路输出开关电源一般采用连续模式，因为要提高芯片的利用率。但是二次绕组如何绕制，怎样提高高频变压器的效率以及降低漏感，又是一个新的问题。

1.多路输出反馈电阻的计算

多路输出是以开关电源总功率不变为前提，还要注意改善负载调整率，减小电磁干扰，消除峰值双倍磁通效应，增强软启动功能，实现多路对称输出。图2-19所示是实现上述要求的多路输出开关电源原理图。

图2-19所示开关电源共有5路输出，其中V_o1、V_o2、V_o3分别输出5V/2A、12V/1.2A、18V/1A，V_o4和V_o5是对称的±30V输出，总输出功率约为53W。由图2-19可见，V_o1、V_o2、V_o3为主输出，主输出电路分别引出3路反馈控制信号；V_o4和V_o5是辅助输出，采用正负对称输出电路，未加反馈控制。主输出电路因为有反馈控制，虽然各路的负载电流高到1～2A，但是当各路负载发生变化时，不会互相影响。图2-20所示是3路同时提供反馈的电路。

图2-19 多路输出开关电源原理图

图2-20 V_o1、V_o2、V_o33路同时提供反馈的电路

在图2-19中，高频变压器的N_S1、N_S2、NS3³组绕线采用堆叠式绕法。在前面3组绕完后，后面两组也采用堆叠式绕法，只是两组分开罢了。由图2-19可见，从V_o1（5V）主输出电路引出反馈信号后，其余两组主输出V_o2、V_o3紧随其后，同时从各输出端也增加了反馈。电阻R₄、R₅、R₆的一端并联在R₃上，另一端各接各组电压输出端。这样，各组输出电压都得到了极好的稳定性，各组输出的负载电流从10%变化到100%输出的负载调整率分别为S_I1=±1.2%，S_I2=±1.0%，S_I3=±0.08%。下面谈一下各组输出反馈电阻的计算方法。

V_o3（18V）输出的反馈量由R₆的阻值决定，V_o2（12V）输出的反馈量由R₅的阻值决定，V_o1（5V）输出的反馈量由R₄的阻值决定。首先计算各路反馈电流I_F1～I_F3。总的反馈电流为

输出总电流为

I_o=I_o1+I_o2+I_o3=2A+1.2A+1A=4.2A

反馈比例系数K₁、K₂、K₃分别为

各组反馈电流I_F1、I_F2、I_F3分别为

I_F1=I_FK₁=250μA×0.476=119μA

I_F2=I_FK₂=250μA×0.286=71.5μA

I_F3=I_FK₃=250μA×0.238=59.5μA

各组反馈电阻R₄、R₅、R₆的阻值分别为

上述计算方法是计算多路输出开关电源反馈电阻的一种既简便又精确的方法。如果要计算4路或5路输出反馈电阻，可将两只精密稳压源并接起来，基准电压V_REF仍为2.50V，这时电路容量将提高一倍。

2.多路对称型输出的实现

多路输出自然包括对称型正负电压输出回路。由于变压器的二次侧存在多个绕组，不管变压器是采取分离式绕法还是采取堆叠式绕法，各个绕组之间必须用薄膜胶带进行隔离，薄膜胶带隔离的结果是将会产生层间电容。另外，绕组的匝与匝之间也会产生匝间电容，这种电容的存在是产生峰值电流的原因之一。况且，正负对称的两组绕线的长度也不一定相同，它们的阻抗（包括感抗和容抗）也就不一定相等。所有这些不同或不相等的结果将影响对称输出的不平衡，就有不对称输出的出现。解决不对称的办法是：第一，在绕制变压器时一般采用堆叠式绕法，并且将先绕的那一组（如正电压输出）多绕1～2匝，这样既消除了轻载时的不稳定性，也加强了磁场耦合能力，使得两组能达到较好的“平衡”；第二，在设计印制电路板时，正、负两组输出的整流二极管和第一级滤波电容（见图2-21）要紧靠高频变压器，变压器的引线以短粗为好，千万不能出现调整好正电压输出后负绕组输出电压发生了变化，调整好负绕组输出电压后正电压输出又发生了变化。虽然正负对称输出电路简单，但在成品开关电源中会出现一些问题，必须在调试过程中积累经验，认真试验，保证成品在大生产中不出现问题。

3.多路输出变压器的设计

对待二次侧多路输出的高频变压器，除了绕组间、层间和绕组与绕组间存在分布电容外，变压器的一次绕组与二次绕组之间也存在分布电容，电容较大，二次侧会产生100kHz或更高频率的开关噪声电压。所以，在设计、制作这类变压器时应采取一些相应的措施，如适当减少变压器一次绕组的匝数，增加一次侧与二次侧间的耦合等。但这仅是一部分，还要在电路设计上采取一定的措施，如可利用图2-22所示方法减小电磁干扰。

图2-21 正负对称输出电路

在隔离输出的接地端与+5V输出的返回端RTN之间接入电容C_o1、C_o1、C_o3，可将噪声电压旁路掉。要求电容的耐电压值为1000V，容量为1.1～2.2nF。

为了提高开关电源多路输出的稳定性，可采用多路同时反馈电路，如图2-20所示。如果要改善多路输出中某一组或某几组的负载调整率，则可采用图2-23所示的方法，就是给5V输出（输出电流大的一组）加一个模拟负载，它的阻值应根据负载变化的范围而定。电路中增加了R_F1、R_F2，消除了因纹波电流流经R₁、C₉加到精密稳压源IC₃（TL431）的基准端而造成轻载时输出电压不稳定的现象。若一个开关电源有5组输出，则不可能每一组都出现负载调整率不稳定，最多也不超过两组，这两组在低压、大电流输出时也许会出现不稳定。图2-23中R_F1、R_F2为输出电压V_o1、V_o2的模拟电阻，C₁₀是软启动电容。

图2-22 减小电磁干扰的方法

图2-23 改善负载轻载时调整率

4.设计多路输出高频变压器的注意事项

多路输出高频变压器的设计与一般变压器虽然有很多相同的方面，但是不完全一样。设计多路输出高频变压器时应注意如下事项。

（1）最大限度地增强磁耦合程度

多路输出有5组甚至更多的绕组，每组绕组必须加2～3层高强度、高耐压的绝缘胶带，这样不但会产生大的层间分布电容，还将降低各绕组间的耦合，尤其是一次侧对各二次侧间的耦合，远离一次侧的绕组必将减少磁耦合。所以，变压器的一次侧是不能放在铁氧体磁心的最里面的，而应根据二次侧输出电流的大小来确定一次绕组所要放的层次位置。如图2-19所示，V_o1、V_o2、Vo3三组输出电流较大，输出电流都超过了1A。这既要采用堆叠式绕法，还要采用“三明治”绕法，将两种方法结合起来使用。下面根据图2_-24具体阐述变压器的绕制顺序。首先从1脚开始，以ϕ0.33mm×4高强度漆包线或具有高绝缘强度的0.2mm×1.8mm铜条顺时针绕4匝至2脚结束，记为N_S1。以ϕ0.41mm漆包线从7脚开始，顺时针绕26匝至8脚结束，为N_P的一半。在绕完的N_S1和N_P的一半的绕线面上，各绕高压绝缘胶带3层，保证N_S1与N_S2之间的绝缘强度。接着以ϕ0.33mm×2的漆包线绕5匝，起点是2脚，终点为3脚，记该绕组为N_S2。同样在N_S2上面绕3层绝缘胶带，再以ϕ0.41mm的漆包线在N_S2上面绕26匝，起点是8脚，终点是9脚，记为N_P绕组。以同样的顺序绕N_S3，再绕N_F，最后绕N_S4、N_S5。要注意的是：绕N_S4时比N_S5多1匝，这是实现正、负电压对称输出所采取的一项措施。将这两组放在变压器的最外层，一是由于它们的负载电流较小，二是外界干扰的噪声信号相对较弱，电源的电压调整率不因负载的变化而受到影响。

图2-24 多路输出变压器脚位设计

（2）磁心的选用

多路输出受自身输出功率、磁心的热力效应、磁心的损耗、饱和磁感应强度等多种因素的影响，因此，选择磁心时一定要选用最佳磁感应强度的磁心，这是为了避免出现磁心磁饱和，达到磁心的总损耗最小。总损耗最小的条件是铜损与铁损相等。为了获得最大的效率和最小的损耗，磁感应强度一定要适量，大了会出现磁饱和，小了则磁感量不足，能量没有得到充分发挥。另外，磁心形状的选择也要引起注意。对于多路输出，选用EC型磁心比较好，这是因为它绕线的空间大，散热面积大，而且它的耦合性能也比较好。值得注意的是，变压器在输入最低电压和最大脉冲宽度的条件下，对于多路输出的开关电源不能出现饱和，当输入最高电压时，输出脉冲宽度会变窄。这说明磁心是合适的，因为磁心已经远离了饱和区域，是安全的。

（3）考虑避免失控

多路输出电源不能出现任何一路失控，否则，这种电源是失败的。控制电压电路应在高灵敏度状态下工作，当有高电压输入时，能够很快限制脉冲的宽度，这个宽度不能超越设计时的设定值，否则将会失控。当然，电源电路的控制性能要完善，控制电流模式的芯片在考虑避免失控这一要素方面值得借鉴。

2.2.7 LED照明驱动电路设计

无论哪种电子设备都需要有电气保护，这对于设备安全运行，延长设备的寿命是非常重要的一种措施，没有安全就没有寿命。LED照明驱动电路通常具有过电压保护电路、过电流保护电路、过热保护电路、开路保护电路、静电放电保护电路等。现将各种保护电路逐一介绍。

1.LED驱动器过电压保护（Overvoltage Protection）电路

图2-25 TPS61043过电压保护电路

LED照明，为防止因电压过高而损坏器具，需要增设过电压保护电路。驱动白光LED主要是正向电流通过器件，可采用恒流或恒压来实现，将白光LED串联一只限流电阻，它将限制通过LED上的电流。当额定电压为3.6V时，会有20mA的电流流过LED，若电压降低4V时，正向电流则下降至14mA，所以说正向电压只要改变10%，正向电流就会出现30%的大幅度变化，将极端影响LED的发光亮度，这是不允许的。比较理想的LED驱动方式采用恒功率源。在出现开路的情况下，恒流的白光LED驱动需要过电压保护。连接器的引脚松脱就会造成开路故障，为了提供恒流，就要增加输出电压，此时若无保护电路，输出电压很快升高，对IC或输出电容造成损害，保护驱动器的最简单的方法是选择过电压保护IC，利用芯片功能来限制最大输出电压，例如TPS 61043具有这种功能。图2-25所示为以一台多功能手机屏幕的驱动器为例，锂电池的供电电压为2.7～4.2V，内置4只串联LED灯，最大正向电流为20mA，这种设计需要20mA最大输出电流和16V电压，负责提供PWM调光功能所需的数字信号，这时真正需要负载切断功能，以便延长和保护电池的使用。TPS 61043完全能满足，它能够提供过负载切断、过电压保护和PWM调光功能。主要挑战在于正确选择外部器件和适当的电路布局，正确的电阻值是由IC的参考电压0.252V除以LED的最大电流20mA来决定，相当于12.6Ω。电感L的选择不仅关系到电源的效率；还将饱和电流的额定值限制到最低，降低功耗。在传统的升压变换器中，输出电感和电容将决定转换器的反馈电路是否稳定。TPS61043含有先进的控制电路，无论电源内外的条件变化，它都能确保电源供电稳定，不用考虑反馈补偿。电路的开关频率f_s是由输入输出电压，负载电流和电感L决定的。计算公式如下：

式中，I_o为LED的工作电流，I_o=20mA；V_o为输出电压，最大值V_o=20V；V_i为输入电压，最小值V_i=2.7V；V_F为保护二极的正向压降V_F=0.4V；I_p为电路峰值开关电流，由控制拓扑决定I_p=0.4A；L为电感值。

选择输入输出电容C₁、C₂后，C₁、C₂的电容量高低，对稳定电源的输入阻抗起到重要作用，若没有输入电容，电源将以脉冲形式从输入端汲取电流，会在输入电源线中产生很大的电压纹波，进而冲击到系统的其他部分。在较高的工作频率下，容抗变得较小，这能降低纹波电压。输出电容C₂选用陶瓷电容。电压保护二极管VD₁选择时应考虑和电感L相同的峰值电流，逆向额定电压必须大于LED的两端正向电压，VD₁选用肖特基二极管较为合适，因为它的反向恢复时间短。

2.LED驱动过电流保护MAX4373电路

MAX4373是过电流保护IC，片内有电流检测放大器、电流比较器。电阻R_SEN为采样电阻，阻值越大功耗也大，设计电路时该电阻应选用锰铜金属膜电阻，也可选用LW贴片式电阻。图2-26所示的开关管选用P沟道功率管MOSFET，进行电路负载过电流保护。当电流负载正常时，输出电压经电阻R₁、R₂分压，分压后的电压小于600mV时，片内比较器输出（6脚）低电平，VT₁导通，这时输入电V_i经VT₁向负载发光二极管供电。当负载电流I_F超过设计电流值时，使2脚的输出分压大于600mV，比较器COUT1输出高电平，VT₁截止，负载失电。由于比较器输出锁存，VT₁一直保持截止状态。当过电流故障排除后，按一下复位键K可重新启动。复位键一般用电子延时开关取代。

图2-26 MAX4373过电流保护电路

过电流保护（Over Current Protection）是一般LED驱动电路不可缺少的，常常因为灯的短路开路引起过电流、过电压。MAX4373是一种低价位微功耗电流检测器集成电路。主要特点是微功耗，工件电流典型值是50μA；工作电压范围宽为2.7～28V，入失调电压低，最大值1mV；电流检测精度为全量程内的2%；内部间隙基准电压原精度为±1.6%；比较器输出锁存；器件有3种不同增益可选择：共模式电压范围宽，为0～28V，并且与电源电压无关。该控制IC所组成的过电流保护器、电流检测及电流监示主要用于笔记本电脑、便携式电池供电系统、智能电池组、充电器、电源管理系统、充电器转换、控制系统等的精密电流源，是过电流保护最为精确的装置。

3.LED驱动过热保护SN3910电路

LED驱动过热进行保护，说到底是LED驱动时，由器件消耗了电力，产生了热量，要将这种热消退，这个过程就是温度补偿，当LED驱动器低于安全温度时，LED驱动器工作在恒流区；当工作温度超过安全工作点时，就立即进入温度补偿区，并实施过温保护，此时LED驱动器自动调低输出电流。美国矽思（Si—EN）微电子公司于2010年推出了带温度补偿的LED驱动器SN3910芯片，它具有恒流驱动、温度补偿、可调光、LED开路保护和关断模式等5种功能，显著地提高了LED驱动的可靠性，延长了LED的使用寿命。

SN3910内部集成了温度补偿电路与外部电路的热敏电阻构成了过热保护电路。SN3910通过不停地检测热敏电阻的阻值，获取LED驱动器的温度信息，电阻值随温度的升高而逐渐减小，当电阻值与温度补偿起始点设定电阻值相等时，SN3910就开始减小输出的平均值电流，以抑制由温度升高使输出电流增大的恶性循环，起到温度补偿的作用。当温度降到安全值时，平均电流又自动恢复到预先设定的恒流值。

图2-27所示为SN3910的典型应用。输入电压V_i=220V（1±15%），FU为1A/250V熔丝管，R_NTC1为热敏电阻，启动电源时限流，C₁为抑制串模干扰的线间电容。整流桥由4只1N4007型1A/1000V硅整流二极管构成。为提高功率因数，利用VD₅～VD₇、C₂、C₃组成无源PFC电路也就是二阶填谷式PFC电路，R_NTC2选用100kΩ（T_A=25℃）负温度系数热敏电阻，R₃采用1.0Ω的1%的金属膜精密电阻，两端并联一只可调的100Ω的电位器RP，这只电阻是临时的，当控制器稳定后，测量电阻值（两只并联电阻值）换上新电阻。SN3910温度补偿起始点及输出电流下降的斜率可以通过R_TH和R_NTC2来设定。温度补偿的原理如下：由SN3910芯片提供1.2V的基准电压，然后经R_TH和R_NTC2分压，再引入LD脚，LD脚填充电压V_LD，计算如下：

图2-27 SN3910过热保护电路

由以上两式可知，当环境温度升高时，R_NTC2的阻值迅速减小，R_NTC2是温度补偿电阻；当V_REF低于1.2V时，R_NTC2温度补偿功能启动，立即通过SN3910的内部电路使输出峰值电流减小，从而达到过温保护的目的。该电路适用于交通指示灯、景观灯等露天照明。

4.LED驱动开路/短路保护TPS40211电路

LED驱动开路保护，经常发生在LED灯串中的某只LED开路或者接触不良时，如果电路发生类似的故障，研发工程师必须设计电路开路或短路保护器件，否则将会毁灭整个LED驱动装置，这是危险的。

我们知道，要保证LED串的亮度恒定，必须使驱动电流可变。使用升压转换器升到可使用的足够高的电压参量，使LED偏置导通，这时在LED端点串接一只检测电阻并将两端的电压作脉宽调制PWM控制输入端的反馈量。如果LED灯串或某段导线发生故障，则电路就会呈现开路负载状况。在这种情况下，电流检测电阻的两端电压下降到零。这时如果增加PWM的导通时间来升高电压会出现失败，只有控制电路将尝试增加LED电流。在大多数情况下，输出电压将急剧升高，会引起输出电容，整流二极管或开关功率管由于电压应力超值而损坏。现使用图2-28所示电路就可以避免出现这种情况，实施开路保护。

升压电路通过测量电阻R₄使LED电流实施电流负反馈控制模式，把输出电压提升到30V，以350mA的调节电流驱动10只LED，串联电阻R₉用来测量并稳定反馈回路的稳定性。在实际应用中，常用0.81Ω的电阻替代。图中的R₉和齐纳二极管VD₂是开路保护电路。

电路工作时，LED的工作电流取决于0.26V的PWM控制器内部的参考电压除以R₄的电阻值。在正常情况下，R₄两端的压降为0.26V，这时，处于串联的R₅与R₉的两端没有电压降，串联的电阻用来为开环增益设置，而不影响输出电流的工作调整。VD₂的导通必须要比输出电压高20%，起着过电压保护的功能。否则将失去保护作用。

当LED开路时，VD₂、R₉和R₄成为输出端的负载，控制器将迫使输出电压升高，当输出电压达到36V时，VD₂导通，这时电流通过R₉、R₄流向地，从而将TS上的感应电压升到0.26V，这就向控制器提供了重要的反馈电压，直到输出调整到30V。VD₂的功耗将下降。如果将VD₂接到LED串的两端（除去R₉），在开路期间的总输出电流将经VD₂，这时VD₂无力承受这样大的功率而被立即烧毁。

图2-28 LED驱动MAX3208E开路TPS40211保护电路