2.3 芯片LED驱动电源的设计

2.3.1 TOP204Y恒功率调光LED驱动电源的设计

LED驱动恒功率电源由两个控制电路构成：一个是电流控制电路；另一个是电压控制电路。要求两个控制电路具有相同的稳定性，当某一个电路输出电压（电流）较小时，另一个电路应具有恒流（或恒压）的作用，达到输出电压或输出电流都具有恒压或恒流的目的，不能因为输入电压或输出电流和外界因温度、湿度、线路负载的影响使输出功率不稳定。

1.TOP204Y恒流、恒压的工作原理

TOP204Y恒功率LED驱动电源采用一片三端电源模块（见图2-29），配上PC817A光耦合器，外加两只晶体管组成恒功率电路。交流输入电压（85～265V）经C₁、L₁低通滤波，UR桥式整流，电解电容C₂脉动滤波后，得到120～375V直流电压V_D，经由变压器TR的一次绕组与IC₁的漏极D变换输出。电路中的VS₁、VD₅是变压器一次绕组N_p的钳位保护电路，它将变压器一次绕组的漏感所形成的尖峰电压反馈、吸收，使IC₁电路在安全范围内运行。VS₁、VD₅为网络缓冲吸收电路。反馈绕组N_F的输出电压经VD₆、C₃整流滤波得到反馈电压V_FB、与光敏晶体管提供控制偏压。二次电压经VD₇、C₅、L₂整流滤波后，输出7.5V的直流电压。C₄是旁路电容，与R₈一同起频率补偿、自动启动、滤除尖峰电压三大作用。R₁是电源的假负载，空载的情况下，因反馈电压升高而出现“超越”控制，起到稳定作用。

电路的两个控制电路，第一个是电流控制电路，由晶体管VT₁、VT₂、R₆、IC₂、R₃、R₂、R4、R5、C6等元器件构成。当输出电流发生异常时，电阻R₆对输出电流进行检测。VT₁、VT₂由两只不同型号的晶体管进行恒流控制。R₄、R₂是VT₁、VT₂集电极偏置电阻，R₁还起着控制电流增益的作用，R₅对VT₁的发射极电流进行限制，不使VT₁过早导通。R₃限制VT₂的基极电流，使它只能工作在放大区。电路是怎样进行恒流控制呢？当输出电流I_o增大时，电流在R₆上的压降上升，VT₁导通，接着VT₂导通，发射极电流Ie₂上升，光耦合器中的发光二极管电流增大，致使控制脉冲占空比D变小，迫使输出电流I_o下降，控制电路电流呈现开路态势，VS₂在此期间无电流，电路自动转入恒流工作模式。

图2-29 LED驱动TOP204Y调光电源

第二个是电压控制电路。VS的稳定电压为6.2V，工作电流为10mA。输出电流较低时，电路工作在恒压模式。在恒压模式时，VT₁、VT₂截止，电流工作电路因晶体管截止不起作用，这时VS₂由输出电压经它有电流通过，而输出电压高低便由VS₂的稳压值和发光二极管的压降决定。

图2-30 I_o-V_o特性曲线

TOP204Y电子开关既可以工作在2.2A受控恒压方式，也可工作在7.5V恒压状态下。这种状态下电阻R₆所产生的损耗为0.64W。为了减小损耗，只有减少输出电流或R₆的阻值，但是提高恒流的准确度比较困难。TOP204Y是恒功率输出的I_o-V_o的特性曲线如图2-30所示。由图可知，当输入电压为85～265V时，特性曲线变化很小，受输入电压的影响很小；当输出电流I_o＜1.85A时，电路处于恒压区；当输出电流I_o=1.90A±0.08A时，电路处于恒流区，区里的V_o随着I_o的微增而迅速降低。当V_o≤2V时，VT₁、VT₂无工作电流，此时电流控制电路不起作用，但一次电流受IC₁的电流限制，电流在R₄上的压降V_R4上升，VT₂集电极电流下降，使光耦合器的工作电流迅速减小，迫使IC₁进入重新启动状态。就是说，一旦电流控制电路失去控制，电路立即从恒流模式转入恒压状态，将I_o拉下来，对IC₁起动保护作用。该电路是一种低成本LED驱动电源，可用于室内外照明、交通指示、道路照明等，也用于电池充电器和特种电动机驱动。

2.电流控制电路设计

电流控制电路由VT₁、VT₂、R₇、R₆、R₃、R₄、R₅、C₆和IC₂等组成。下面计算输出电流I_o的期望值。因VT₁的基极电流很小，而R₆上的电流很大，所以VT₁的V_BE1压降全部落在R₆上。

设V_BE1=0.7V则，R₆取0.33Ω标称值

恒流准确度r为

计算结果与设计指标相吻合，为设计正常，否则I_o′的变量重新设定。

3.电压控制电路设计

恒压电路输出电压由下式计算：

V_o=V_Z2+V_F+V_R7=V_Z2+V_F+I_R7·R₇

式中，V_Z2为稳压值，V_Z2=6.2V，V_F=1.2V。I_R7=I_C2=I_F这3个参量是随着输入电压V_i，输出电流I_o以及光耦合器的电流传输比（CTR）的变化而变化。TOP202Y芯片的控制端电流I_c从2.5mA（对应最大占空比D_max）到6.5mA（对应最小占空比D_min），我们取I_c=4.5mA，则I_R6=。

要求CTR为80%～160%，取120%，得I_R6==3.75mA。

令R₇=3.75×10^-3×39V=0.146V，所以

V_o=6.2V+1.2V+0.146V=7.546V≈7.5V

4.反馈电压的计算

反馈电压设计包括两项内容：首先计算在恒流模式下变压器反馈绕组的匝数N_F，这是因为在恒流区输出电压和反馈电压都在迅速降低，只有在V_FB足够高时，电能才能进入恒流区工作。其次在恒压模式下计算出反馈电压V_FB：

式中，V_F6、VF7分别为VD₆、VD₇的正向导通压降，由上式推导出：

在恒流的模式下，当负载加大（即将负载电阻减小）时，V_o和V_FB会自动降低，以维持恒流输出。为使电源从恒流模式转换到重新启动状态，要求V_FB至少比在恒流模式下控制电压高出3V。

设 V_FB=9V，V_o=V_{o min}=4V，V_F6=0.6V，V_F7=1V，R₆=0.33Ω

N_S=12匝（N_S为二次绕组匝数），代入上式：

在恒压模式下V_o=7.5V，最大输出电流I_{o max}=2.05A

则

=15.79V≈16V

这就是反馈电压额定值，选用光耦合器时，它的反向击穿电压必须大于2倍的V_FB。图2-29中所用的PC817A的反向击穿电压为35V，是安全的，完全满足要求。

2.3.2 SG6858脉宽调光隔离式LED驱动电源的设计

由SG6858组成的15V/1A隔离式LED驱动电源电路如图2-31所示。当交流输入电压在85～265V范围内变化时，电压调整率为±0.2%。这一电压范围适用于全球各国，如美国为AC 110V，日本为AC 100V，欧盟各国为AC 230V，不需要改变电路元器件参数或选用倍压整流开关。

图2-31 15V/1A隔离式LED驱动电源原理图

负载电流从10%（0.1A）变化到100%（1A）时，负载调整率也能达到±0.2%，这能跟任何精密电源相媲美。启动电流小，待机功耗低，是这种恒功率开关电源的又一特点。该电路利用一个运算放大器对电压控制回路和电流控制回路进行控制，使得控制利用频率在很多开关之上，因此，它的功耗低、效率高，应用广泛。

1.SG6858的工作原理

SG6858是SGS公司最近推出的具有类似TOP功能的又一新产品。该芯片采用最新技术，在AC 110V输入时待机功耗可达到0.11W的最低水平，属于高效节能型开关电源。图2-31所示电路共使用了4片集成电路。SG6858是控制主电路，对脉宽调制进行控制；PC817为线性光耦合器，与精密稳压源组成线性良好的调节反馈回路；IC₃（a）和IC₃（b）组成低功耗运算放大器。图2-31所示的电路与一般的恒压源、恒流源相比有很多不同：IC₃（b）与取样电阻R₁₂和R₁₃组成电压控制回路，IC₃（a）则组成电流控制回路，按照逻辑或门的原理工作，即在任意时间里，输出为高电平时控制电路起控制作用。电路中增设了变压器二次绕组N_S2，专给控制回路供电。TR的二次偏压V₁能自动跟随直流输入电压V_D的变化而变化，这样在输入电压升高或降低时，输出电压V_o仍保持具有恒流的特性，只是在输出电压V_o低于0.8V时才使电路进入自动重新启动的状态。该电路使用SG6858控制芯片，它集成有适用于驱动的N沟道MOS功率管，还具有欠电压锁定和软启动功能。在图2-31中，采用运放LM358构成电流控制回路时，能将电流检测电阻R₈的阻值降低到0.1Ω，它的压降为0.12V，功耗只有0.16W，其功率损耗与输出功率的百分比仅为1.4%，比由晶体管构成的电流控制回路的损耗低得多。另外，还可以以提高输出电压的方式来降低功率损耗百分比，因为输出电压升高，功率升高，而输出电流在R₈上的损耗不变。显然，精密恒流、恒压电路中的R₈的功耗越低，电源的效率提高得越多。该电路还将反馈电压提高到18V，光耦合器的工作电压升高到20V，因此，这里用PC817来代替PC816。PC817的反向击穿电压V（BR）CEO=70V，而PC816只能承受35V电压。

图2-31中的二次电压经VD₃、C₄、L₂和C₅整流滤波后，得到5V、1A的电能输出。R₁₂、R₁₃是分压取样电阻。输出电压V_o经R₁₂、R₁₃分压取得采样电压V_B，此电压加到IC₃（b）的5脚（同相输入端）。由TL431产生的基准电压（V_REF=2.50V）输入到IC₃（b）的6脚，V_B与V_REF比较后，输出误差信号V_r1，再通过VD₅和电阻R₄转换成电流信号。此电流流入光耦合器IC₂中的发光二极管LED，使其发光，进而使光耦合器中的接收晶体管产生光控电流。该电流流进IC₁的2脚（反馈输入端），控制占空比的变化，使输出电压V_o在IC₃（b）和光耦合器的作用下保持不变，实现恒压功能。电压控制回路中的C₈、R₁₀和R₁₁是电路频率补偿网络。IC₄的标准电压端V_REF与阴极连在一起，其目的是使输出电压V_REF也为2.5V。R₉是IC₄的限流电阻，使IC₄的工作电流限制在4.75mA。R₉=8V/4.75mA≈1.68kΩ。

IC₃（a）是该电路的电流控制回路的电压比较器，它的同相输入端接电流检测信号V_R8，反相输入端接在分压电阻R₇和R₈之间，其输出电压通过VD₆和电阻R₄转换成电流信号。此电流信号流入光耦合器内的发光二极管LED，控制IC₁的占空比，使电源输出电流I_o在恒流区内维持恒定。从图2-31清楚地知道：VD₅、VD₆就是一个“或门”。或门的意义是，若使电流控制回路输出高电平，电压控制回路为低电平，则维持电路工作在恒流输出区的状态；相反，如果电压控制回路输出高电平，电流控制回路为低电平，则电路工作在恒压输出区的状态。

二次绕组N_S2的感应电压经VD₄整流和C₇滤波后，获得直流电压V₁，专门为IC₃提供工作电压。当输入交流电压在85～265V之间变化时，V₁将在3～42V范围内变动。这个电压足以为IC₃在恒流、恒压过程中提供所需的电能，保证恒流、恒压正常运行。

电源可用于手机充电器、火力发电厂仪表、公路、铁路交通指示器、LED手电筒照明、台灯等用电装置。

2.SG6858电路的参数计算

（1）电流控制回路的计算

要求：二次输出电流I_o不随输入电源电压、环境温度以及运行时间的变化而变化，是相对恒定的。

SG6858恒流输出的电流I_o由下式计算：

选择R₆时，应根据LED正向工作电流对精密稳压源IC₄的影响程度和运算放大器LM358的输入电流所产生的误差来决定阻值的大小。现取R₆=1.8kΩ，R₈=0.1Ω，I_o=1A，则信号检测电压V_R8=0.1×1.0V=0.1V。将V_REF=2.50V和R₆、R₈的值代入上式，可计算出R₇≈45kΩ。

（2）电压控制回路的计算

要求电压控制回路和电流控制回路一样，不要以外界条件的变化而变化。恒压输出的电压V_o由下式决定：

上述公式不但适合于计算输出电压，也为计算精密负反馈电阻提供依据。R₁₂、R₁₃是串联分压取样电阻，总阻值不宜过小，否则会产生噪声干扰，但总阻值过大也将增加电路损耗。一般R₁₃取5kΩ，R₁₂=5kΩ，则输出电压V_o=5V。

（3）反馈绕组电压的计算

二次侧IC₃的供电电压与一次绕组N_P的电压极性相同，N_P与N_S2同各端的位置相互一致，因此，VD₄与SG6858的2脚因同步而导通或截止。它的意义是：供电电压V₁紧跟直流输入电压V_D的变化而变化，而与输出电压V_o无关，这一点是非常重要的。由于输出电压V_o非常低，因此才能保证电流控制回路的控制能力对输出电流进行控制，如果输出电压V_o较高，将无法确保恒流工作。V₁与V_o的大小有关，当输出电压V_o下降到较低水平时，有可能使电流控制回路超越恒流区而无法正常工作。

二次供电电压的最低值V_F（min）为5V，它的表达式为V_F=V_DV_S2/V_P-V_FD或N_S2=N_P（V_F+V_FD）/V_D。

为了计算N_S2，首先要计算直流输入电压的最小值V_D（min）。

式中，V_min=85V；P_o=5W；f_L=50Hz；t_c=3ms；η=85%。所以，V_D（min）≈84.97V。

根据V_D（min）=84.97V，N_P=70匝，V_FD=0.6V（二极管压降），有

直流输入电压的最大值V_D（max）==×265V≈375V。此时，V_F达到最大值，由上式算出V_F（max）=≈26.79V，此电压并未超过LM358的电源电压极限值32V。

（4）反馈绕组的计算

反馈绕组主要用于为IC₁提供供电电压和检测输入电压的要求。反馈绕组的电压极性与一次绕组同相，反馈绕组的输出电压经VD₂、C₃整流滤波后得到反馈电压V_F，要求V_F≥12V。反馈绕组匝数的计算公式为

根据N_P=70匝，V_F=12V，V_OF=0.6V，V_D（min）=84.97V，得

若将V_D（max）=375V代入上述公式，可算出V_F=N_FV_D（max）/N_P-V_OF=（10×375/70-0.6）V≈52.97V。PC816的最大值V（BR）CEO为70V，可用。

（5）光耦合器串联电阻R₄的计算

电阻R₄不仅是光耦合器中发光二极管的限流电阻，而且它还是控制回路决定其增益大小的一个重要元件，它的计算公式是

式中，V_SA是LM358的正向饱和电压，正常时V_SA=3.5V；V_F6是二极管正向压降，V_F6=0.65V；V_F是光耦合器中发光二极管的正向压降，V_F=1.2V；CTR_min是光耦合器的最小电流传输比，CTR_min=80%～160%。SG6858的控制端电流最大值I_C（max）为15mA。将这些参数代入上述公式。则R₄=（3.5-0.65-1.2）×1.2/（15×10^-3）Ω=132Ω，取R₄=130Ω。R₄的阻值过大时，会使控制灵敏度降低；而阻值太小时，容易使控制回路的工作不稳定，产生误动作，甚至产生自激振荡，引发失控。

2.3.3 FT6610非隔离式模拟调光LED驱动电源的设计

图2-32 FT6610非隔离式LED驱动电路

隔离/非隔离是对输入交流电网而言，非隔离容易发生触电事故，在调试或维修时应严格注意安全规定。图2-32所示为一种非隔离式LED驱动电路。交流输入电压为85～265V，它采用降压式结构拓扑，输出驱动电压低于120V，驱动输出电流为80mA左右，电源工作频率为200kHz，驱动LED的功率达9W。电路元器件较少，结构简单。VD₅～VD₈、C₃、C₄组成无源功率因数调整电路，可将功率因数提高到0.92。为了将交流整流与PFC电路隔离，加入二极管VD₉，C₁、C₂是为抑制串模干扰而设置。VT₁采用N沟通功率开关管，因功率较小，采用2N60型2A足够。VD₉为高压续流二极管，反向恢复时间应小于30ns否则因高频使其发热。L₂为储能电感，随着开关管在高频下的导通和截止，不断地向LED灯输送电流，因此，L₂的电感量以不能小于10mH为宜。R₅是电流检测电阻，通过R₅能方便地看到输出功率的变化来平衡片内占空比，也就是输出功率的变化由占空比来调节，R₄是电源振荡频率设定电阻、频率高、输出功率大，负载能力强但功率开关管发热大。为了使输出电流纹波小高频分量轻，电路并入电容C₇，此电容宜采用损耗较小的陶瓷电容，它性能稳定、耐高温而且体积小。R₃是高压限流电阻，它的阻值大小对FT6610的安全运行极为重要，尽管FT6610内部具有承受650V以上的高压的能力，但为了降低芯片的损耗及安全，R₃的阻值及功耗要特别注意。电源的转换控制IC要使它输出稳定的调光电压，经电阻R₁、R₂分压，由V_CC脚电压分压后供给IC的DIM—A脚260mV，使电压能进入片内，进行比较、移相后对脉冲调制。如果电源电压低于或接近输出负载电压时，电路应改用降压/升压式拓扑结构，应将VD₉与L₂的位置对换，这时发光二极管LED的极性反接。降压/升压式拓扑特点前面已叙。

FT6610的调光方式有两种，通过改变DIM—A脚的电压进行更变，模拟调光电压与驱动电流成正比，模拟调光电压是由电阻R₁、R₂分压取得，如果选用模拟调光时，只需将V_CC脚与DIM—D脚短接；若选用PWM调光，只需改变高低电平时间比即占空比D便可。由R₅产生的反馈电压，可控制LED灯的亮度，采用PWM调光时的占空比是0.2～0.75，PWM的调制频率远低于电源开关的工作频率。

PWM调制分固定开关频率调制和固定开关时间调制，开关频率与R₄的关系以下式表示：

R₄若选用100kΩ通过计算得 f=200kHz

关断时间与R₆的关系如下：

式中，T_OFF的单位是μs，如R₆=410kΩ时，T_OFF=17.3μs，若R₆=390kΩ时，T_OFF=16.5μs

电流设定由电阻R₅决定，如果通过LED的平均电流I_AVG为350mA，电感L₂的变化范围为30%，这时相对电流的变化量为15%，则

现将调光电压V_DiMA=250mV、I_AVG=350mA代入得到R₅=0.62Ω

电感L₂的计算如下：

电感L₂是作用于高频滤波和向负载LED输送电能的一只元件：

2.3.4 BP3108双向晶闸管调光隔离式LED驱动电源的设计

BP3108是双向晶闸管调光隔离反激式驱动控制芯片，电路无需光电反馈，采用一次侧反馈模式，控制工作在电流断续模式，不要补偿电路。交流输入电压为85～265V，输出电流准确率为3%可控制5只LED白光灯串，电源效率只有80%。控制光源由BP3108支持，可实现模拟调光，PWM调光和TRIAC调光两种方式。TRIAC的导通角是35°～135°，模拟调光电压范围是0.8～3.5V，调光比为4.37∶1。配置TRIAC调光模式是通过芯片内部控制导通角来实现无闪烁调光。如果电路输入电压过低，则驱动晶体管给双向晶闸管一个维持电流，确保双向晶闸管处于导通状态，次待命正常工作电压的到来。

BP3108具有完善的保护功能，包括过电压保护、欠电压保护，LED开路保护，LED短路保护，过热保护和电路检测保护等。

图2-33所示与BP3108内部结构框图。TRIAC脚是调光信号取样端，该脚可用作模拟调光信号输入。HCD脚通过晶体管给TRIAC提供电流，可接到晶体管基极。DIM脚是PWM调光脉冲信号输入脚，进行TRIAC调光时，该脚需接入1μF的旁路电容再接地。CS脚是开关管的一次电流检测端，该脚外部应接入一只电阻用作电流检测。GATE脚是开关管的栅极驱动端。V_CC脚是芯片的电源，它的范围是6.5～16.5V。FB脚与反馈信号输入端。芯片内主要包括上电复位电路、输入欠电压保护电路，输入过电压保护电路、LED短路保护电路、过热保护电路、反馈取样电路、基准电压稳压器、调光信号比较器、峰值电流比较器以及双向晶闸管导通角检测电路、TRIAC调光电路、TRIAC驱动电路等。

图2-33 BP3108内部结构框图

图2-34所示为BP3108隔离式TRIAC调光LED驱动原理图。全球性的电力供电电压为AC85～265V、50Hz或60Hz交流电压，首先经EMI低通滤器，再经桥式整流器UR和无源PFC功率因数校正，通过C₂、C₃、L₂平波后获得有一定功率因数的直流线性高压。电源经过这些电路变换输出的电能获取了较低的EMI和较高的cosφ，符合欧洲电气照明无线电干扰特性的量值。通电后，电路的启动电流为25_μA。线电压经R₅、R₆降压对C₇进行充电，当U_CC的充电电压达到IC的开启电压时（14V），片内的各个电路开始工作，振荡电路此时由变压器及开关管开始电能转换，便有电压在变压器各绕组产生，这时反馈绕组的输出电压经VD₅、C₇整流滤波后给BP3108提供电源电压。R₇、C₈、VD₄是网络吸收电路，起着钳位保护的作用，VD₄是阻塞二极管。

BP3108内部集成双向晶体管调光电路，采用了晶闸管导通角检测技术。当输入电V_i高于30V时稳压管VS被击穿，输入电压由VS、R₃、R₄分压取样后送至IC的TRIAC脚，信号经片内去耦检测电路和调光电路，对LED的输出电流进行调节，使LED发光源适合设计的发光强度。当输入电压过低时，HCD脚的电压驱动晶体管VT₁，使它导通，这时给TRI_- AC脚提供维持电流，使双向晶闸管处于导通状态，以等待输入电压正常再启动。

图2-34 BP3108隔离式TRIAC调光LED驱动原理图

BP3108内部还集成各种保护功能。当V_CC>16V时，外部开关管关断，控制IC进入重新启动。片内还设置有19V钳位保护电路，是防止输入高电压而损坏IC。160℃是芯片过热保护的阈值，本身还有30℃的滞后量，当芯片温度达到160℃时，MOS管将立即关断；当温度降到130℃后，MOS管恢复工作；一旦LED出现短路、开路，IC将自动进入检测负载状态，只等故障解除，将恢复正常状态。图中R₁₃是变压器一次绕组电流检测电阻，电流流入检测电阻R₁₃后，经IC的CS脚进入比较器的同相输入端，它与反相输入的500mV进行比较，当差值达到500mV时，电流比较器输出高电平，高电平经门电路，控制逻辑电路，由驱动级关断开关管，使输出电流降低，从而实现恒流循环体系。

前沿消隐电路的作用，是在MOS管导通时，将输出电流的上升沿封锁500ns的时间，其目的是使二次侧的尖峰电流导致开关电流提前结束，以免影响逻辑控制。

驱动LED灯串的输出电流计算如下：

用于LED照明的高频变压器的一次绕组、二次绕组的匝数比一般电源变压器的匝数高出一倍，这是因为所用LED照明的变压器的功率小、工作频率低（50kHz）。为了提高电源系统的稳定性，降低电磁干扰即是所要采取的措施。

2.3.5 NCP1207软启动背光源LED驱动电源的设计

NCP1207具有软启动、零电压、零电流开关的功能，高效、低损耗、低成本是NCP1207的优势。它的设计功率可达到150W，为了使电源恒功率输出，美国安森美公司在NCP1200的基础上，对芯片拓扑了多功能、高集成化的NCP1207电源控制芯片。在电性上，利用准谐振现象，根据开关变换电路电压电流、感抗容抗阻抗相互变化规律，以及电路在实现谐振的特殊条件，研究出了ZVS、ZCS的控制理论，进而又在ZVS、ZCS的基础上又创造出了零电流转换变换电路（ZCT-PWM）和零电压转换变换电路（ZVT-PWM）。这种变换电路的基本理论是：变换电路在一个工作周期里，一部分时间按Z_V^CT（表示零电流、零电压转换）的工作程序工作，而另一部分时间按PWM工作程序工作，把两种工作程序结合起来，就实现了准谐振开关变换控制，这种变换电路的优点很多，NCP1207具备了Z^C_VT-PWM（零电流（电压）转换变换网络）的固有特点，并成功地应用于电子控制各个领域里，技术是先进的。在开关电源这门学科里，构成了准谐振开关电路，可以说是电源转换的一大突破。

准谐振变换器在开关电源各类结构形式里，都是利用变压器的寄生电感和电容及它的一次漏电感，来得到准谐振，但是，变压器过多的漏感和寄生电感对电源功率输出、电能变换、各个部件的信号传递都是有害的，不能过多地依赖上述条件环境实现准谐振这一功能，将给背光源LED驱动的应用创造了条件。

1.NCP1207电路特点

1）达到准谐振这一目标，NCP1207不但是在芯片本身，集成了特殊的功能模块，还在电路设计上利用RC振荡，固定开关管导通时间，调整谐振频率，使电路里的容抗与阻抗之和等于零，以获取准谐振变换的工作模式。为了保持输出电流或电压的恒定，电路还应用了变频控制。

2）为了防止在输出大电流的时间周期里，电路进入电流连续模式（Continuous Current Mode，CCM），它对变压器磁心防止磁饱和出现是有益的。电路采取的措施是：监测变压器的反馈绕组电压的零点是否有电流流通，以此来实现临界模式准谐振运行，不出现磁饱和，保证电源安全。

3）电路具有过电压保护、过电流保护、过热保护以及LED灯输出短路保护，安全可靠，也是背光源电视电源质量的保证。电路从反馈绕组L_F取出电压信号，监测输入电压供电状况。当检测出过电压时，NCP1207立即进入锁定输出电脉冲，停止向开关管输出。当IC₁的V_CC端口低于4V时，振荡器将停止振荡，完全停止工作。一旦输出电路出现过载，NCP1207控制芯片出现“溢出”，自动分压，消除因过载对开关管的高压应力，保护开关功率管的安全。压敏电阻R_V是为抑制瞬态浪涌电压的出现而设计的。R_T是热敏电阻与电路中的负反馈网络组成过热保护工作链。

4）电路在运行过程中，因出现各种异常而快速实施保护，由此也会出现停止工作，但NCP1207电路在运行时无论输入输出温度如何变化，IC₁都处在正常工作之中，都不会因各种保护芯片被“闷死”，这是因为电路设计了动态自动供电，它具有关闭/自动启动功能，保证了电路运行而不间断这一工艺技术。

2.NCP1207电路工作原理

NCP1207由EMI低通滤波保护电路、单相电压整流滤波电路、AC/DC转换电路、输出滤波整流电路、取样反馈控制电路和恒流恒压控制电路组成。由于电路开关具有ZVS软启动，恒功率输出，电源被用在笔记本电脑、离线式蓄电池充电器、DVD播放机、机顶盒电源、LED背光源等消费类电器。又由于具有ZVS软启动、抗干扰能力强、功耗低、效率高也被用于国防军事各领域。图2-35是它的电路原理图，其工作原理如下：

1）低通滤波保护电路。低通滤波是滤除10MHz以下的电磁干扰信号和大于10MHz低于30MHz的射频信号，更多的是低频噪声信号，这种信号对电子设备来说它的危害是最大的，如传导干扰，不但是外部设备噪声传入电源，干扰破坏电源正常工作，而且电源的噪声也会通过输入电源的电线向外部传出电源本身的噪声，形成交叉干扰。一台良好的电子设备既不受周围电磁噪声的影响，也不产生对周围干扰的噪声电磁波。图2-35电路会有两级复合式抗电磁干扰的滤波电路，它滤除噪声的效果最佳，电磁兼容性EMC最好。所谓保护电路主要是输入过电压保护和温度过热保护，具体指哪些元件，前面很多章节已经叙述，这里不再重复。

图2-35 ZVS软启动NCP12O7LED驱动开关电源

2）电源启动和NCP1207的供电电路。NCP1207具有动态自动供电的功能，该功能使电路处在保护关闭输出而又不“死机”最优点，它不要另外人工启动，也不消耗过多功率。IC₁的8脚直接接到整流后的直流高压线上，向IC₁内部电路提供在启动时所需的电能，使电路进入工作状态。为了减小IC₁在启动时的功耗，提高电路的可靠性，电阻R₈用来减小启动电流。C₉是接在IC₁8脚的旁路电容。图2-36是NCP1207引脚图。

当输出电流增大时，开关管MOSFET的漏极电流上升，也使电流在R₁₁上的压降上升，电容C₈保证IC₁的供电不会影响它的工作。变压器TR的反馈绕组L_F的电压，经VD₂整流、C₈滤波、R₁₀限流，输出直流电压V_F，但V_F是随着输出功率的变化而变化的，为了保证IC₁的工作安全，必须使V_CC脚的电压稳定在12V左右，因此由R₂₀、VT₂、VS₁组成的稳压电路，才使IC₁稳定工作得以实现。电阻R₁₉、R₁₈、场效应晶体管VT₃是电源短路保护电路，当电源输出发生过电流或短路时，输出电压降低或为零，使IC₂的发光二极管亮度增大，IC₂的接收晶体管的集电极电流跟随上升，电流使R₁₈的压降上升，场效应晶体管VT₃导通，此时VT₂截止，使IC₁的6脚因电压而停止工作，起到过电流或短路故障保护作用。尽可能地减小电阻R₁₉、R₁₈的阻值，降低电路处在保护期间的功耗。

图2-36 NCP1207引脚排列

1—磁心复位检测和过电流保护 2—峰值电流保护 3—电流采样 4—电流检测输入端 5—驱动脉冲输出 6—IC电源供应端 7—空脚 8—高压输入端

3）驱动电路。为了增强VT₁的驱动能力，电路设置了由VT₅、VT₆并联的“图腾柱”电路，两只晶体管的发射极分别接电阻R₁₅、R₁₆，再连接到栅极，其作用是加速MOSFET的开关速度，降低由于开关管的“开”和“关”所产生的EMI干扰。

4）变压器磁心去磁电路。变压器是由于交变的磁场将电能向外传递的，每次产磁和放磁的过程就是电能转换，要得到最大的转换效率，必须使变压器的剩磁得到完全地释放，要达到这一目的，变压器磁心要去磁，而去磁的要点是保证变换电路的切换点在电磁波的谷点。R₉、R11、R17及C10就是电磁波谷点切换电路。改变R₉、R₁₁、R₁₇的阻值，可改变控制电磁波谷点，也是改变1脚的电压高低。如果1脚的电压值调整到合理的点上，就能保证电磁波谷点切换，使变压器磁心去磁顺利实现。另外，还可以改变旁路电容C₁₀的容量，同样可以达到理想的目的。如果C₁₀的容量增大，则电路充电时间加长，波谷切换延长，反之则缩短，它也是实现ZVS软开关的关键元件。R₃、R₄、C₄及VD₁是网络吸收回路。VD₃为变压器反馈绕组的放电提供通路。

5）输出整流滤波和恒功率输出电路。VD₄、VD₃、C₁₅、C₁₆、L₂和C₁₇组成π型滤波电路。R₂₁、C14是阻容吸收回路，降低输出电压的纹波，减少二极管在截止时间残留在PN结上的电子反向流入。CZU是铁氧体磁珠，吸收开关噪声。R₂₆、R₂₇是分压取样电阻，三端稳压器输出电压V_o2经R₂₆、R₂₇分压取得采样电压V_A，此电压加到IC_5A的同相输入端3脚上，由IC₃产生的2.5V基准电压输入到IC_5A的2脚，经V_A与V_REF比较后，输出差值信号，通过R₃₅、IC₂的发光二极管转换为电流信号，进而控制光耦合器中的接收晶体管电流，控制占空比的变化，使输出电压V_o保持不变，实现恒电压功能。R₂₅是IC₃的限流电阻，IC₃的工作电流限制在5.5mA。，取2.2kΩ。

IC_5B是电流控制回路的电压比较器，它的同相输入端接电流检测电阻R₂₂，反向接到分压电阻R₃₂、R₃₃之间，它的输出电压通过VD₈，向IC_5A的正向端输出电流信号，促使IC_5A按IC_5B的信号指令对IC₂进行控制，同样使电路处在恒流状态。另一路通过R₃₀加到VT₃的基极，同样使VT₃导通。意味着R₂₇、R₂₈并联，这样改变了输出反馈电阻取样，使输出电流的变化调整IC₂光耦合的强弱，同样使输出电流保持不变。电解电容C₂₃、C₂₅防止VT₃和IC_5B产生误动作，起着延时作用。电路具有双回路恒流控制，恒功率输出效果明显。

LED背光源液晶电视，有侧入式和直下式两种，侧导光LED背光模是满足光学指标低成本的一种好型式。侧导光LED背光源具有轻、薄的特点。

NCP1207恒功率电路，采用恒流式驱动，输出电流保持不变，采用LED并联和串联混合方式。由于并联的LED，若某只LED断开，这一支路平均电流影响不大，依然正常工作。电路采用稳压启动，若LED短路，这时负载相当于少了一支并联LED，其他支路电流增高，驱动器输出电流，但由于并联LED较多，断开一只LED，电流的平均电流增量不大。

电路采用白光LED驱动，每只额定电流为20mA，正向导通电压为3.3V，正向导通电压由恒流所决定。电路可接受线性电压，片内PWM调光，也可采用外部PWM调光，灯的亮度跟随占空比改变而调光。

对容性负载，在性能方面有两类情况，一种是单一驱动LED功能，另一种除了驱动LED功能外，还具有电脑控制信号端口或控制LED变色、闪动、亮暗交替等功能，这时LED控制装置内部应具有灯光逻辑变化电路，显然NCP1207电路不具备。