1.4 单电源运算放大器电路设计应考虑的问题

运算放大器的单电源工作与低压工作相同，将电源由±15V或±5V变为单5V或3V，缩小了可用信号范围。因此，其共模输入范围、输出电压摆幅、CMRR、噪声及其他对运算放大器的限制变得非常重要。在工程设计中，常常需要牺牲运算放大器在某方面的性能，以改善其他性能[10]。

1.4.1 输入和输出级

1. 输入级

输入共模电压范围是设计人员在确定单电源运算放大器时应该考虑的首要问题，需要强调的是满摆幅输入能力可以解决这一问题，然而，真正的满摆幅工作又会付出其他代价。大多数低压运算放大器能够允许的共模电压输入范围包含负电源电压，但也只有一部分器件允许扩展到正电源电压。一般情况下，所允许的输入电压只能达到正电源电压的1V或2V以内。允许信号达到负电源电压的运算放大器称为地感应放大器，允许信号达到正、负电源电压的运算放大器称为满摆幅输入放大器。

2. 输出级

低压设计可能不需要满摆幅输入特性，但却需要满摆幅输出，以尽量扩大动态范围。因为运算放大器在多数应用中提供放大功能，输出电压通常大于输入电压，所以并不总是需要满摆幅输入，却常常需要满摆幅输出级。满摆幅输出级不同于双电源运算放大器中的输出级。

运算放大器的满摆幅输出级一般包含一个共发射极放大器，标准的输出级通常是射极跟随器。但典型的射极跟随器输出与电源摆幅的差值大于 VCE（SAT）（由电流源产生）与 VBE（由输出晶体管产生）之和。

因为双极型晶体管的VCE（SAT）取决于流过晶体管的电流，所以双极性运算放大器的输出摆幅与负载电流有关。由此可见，放大器虽然标称是满摆幅输出，但其输出级实际上并不能够达到满电源幅度。例如，MAX4122的负载电阻为100kΩ，最大摆幅与正电源电压相差12mV，与负电源电压相差20mV。然而，当负载为250Ω 时，摆幅只能达到正电源电压的240mV以内和负电源电压的125mV以内。

对于CMOS输出级，双极型晶体管的集电极-发射极电压则对应于MOSFET的漏-源电压，漏-源电压是MOSFET导通电阻和沟道电流之积。因此，MOSFET输出级的电压摆幅也是负载的函数。

1.4.2 失调电压（VOS）和输入偏置电流（IB）

很多应用中，放大器能够为以地为参考的信号提供+2V/V或更高的增益。在这些情况下，地感应放大器足以处理信号的共模范围。对于这种应用，可以获得比满摆幅输入运算放大器更好的性能。

在运算放大器的内部电路中，典型的满摆幅输入级使用两个差分对输入，而不是一个。随着输入信号从一个电源摆幅移向另一个电源摆幅，放大器也从一个输入差分对移向另一个输入差分对。在交越点，这样的移动会引起输入偏置电流（IB）和失调电压（VOS）的改变，影响这些参数的幅值和极性。失调电压的变化通常会降低满摆幅放大器（与地感应放大器相比）的失真性能和精度指标。为了将失调电压的变化降至最小，实现从一个输入差分对到另一个输入差分对的平稳转换，需要在其满摆幅放大器共模输入范围的高端和低端都对失调进行调理。例如，MAX4122-MAX4129系列运算放大器（输入、输出均可达到满摆幅）的输入偏置电流随共模电压变化的曲线如图1-42所示。随着共模输入电压从0V缓慢上升至5V，输入偏置电流绝对变化量为85nA（-45nA～ +40nA）。而技术指标中的输入失调电流仅为±1nA。

为减小输入偏置电流引起的失调电压，应保持运算放大器同相端和反相端的阻抗匹配。因为输入偏置电流通常比输入失调电流大，所以，不仅对于满摆幅输入放大器，对其他所有放大器来说，阻抗匹配都是一个好的解决办法。典型运算放大器中保持反相和同相结构阻抗匹配的方法如图1-43所示，图中 R3=R1‖R2。图1.44所示的反相结构，保持固定的共模输入电压，反相放大器可消除共模抑制误差。通过将放大器的共模输入电压保持在基准电压（VREF），可以消除输入偏置电流的变化。输出为VOUT=（-VIN × R2/R1）+VREF（1 +R2/R1）。如果R2=R1，该等式则变为VOUT=-VIN +2VREF。如果VREF=2V，而VIN介于0～3V之间时，VOUT的范围为1～4V。由于共模范围固定，CMRR误差也可以消除。低电压基准可以选择MAX6125/6145等器件。

1.4.3 增益与负载的关系

满摆幅放大器的共发射极电路除了具有低输入-输出压差外，其他参数也与射随器不同。共发射极电路提供电压增益，输出阻抗相对较高；射随器则提供单位增益，输出阻抗较低。因此，满摆幅运算放大器通常提供一个输出节点用于补偿，而标准运算放大器的补偿电路一般位于前一级。对于满摆幅运算放大器，由此产生的增益受负载电流的影响，使其驱动容性负载时不稳定。

这些满摆幅输出放大器的性能可通过仔细设计运算放大器加以改善，折中办法是提高电源电流，比射随器输出级的运算放大器消耗更多的电流。例如，MAX4122-MAX4129系列运算放大器在驱动容性负载方面性能优异，这类运算放大器驱动500pF时，满摆幅输入、输出稳定，可用于驱动终端匹配不好的线缆和模数转换器的容性输入级。由于能够驱动大容性负载，所以具有较好的大信号电压增益，即使是在重载情况下。

1.4.4 摆率、开环增益与输出摆幅

1. 摆率

用满摆幅输入放大器代替地感应放大器时，摆率也会受到影响。地感应放大器的简单输入级具有多种提高摆率的工艺，而这些工艺不能用于具有两个差分对的满摆幅输入放大器。例如，MAX4212 系列运算放大器为地感应输入，能够在最大电源电流为7mA时达到600V/μs的摆率和300MHz带宽。如果让它提供满摆幅输入，所有其他参数保持不变，则摆率会降低几倍。

2. 开环增益与输出摆幅

与所有运算放大器一样，满摆幅输出放大器的开环增益是输出电压摆幅的函数。因此，要评估满摆幅输出放大器，就必须给出指定电压、负载下的增益。有些公司（如Maxim）是以这种方法给出增益的，而有些厂家的数据资料中则没有这些数据。例如，某些运算放大器的开环增益可以达到106dB，驱动250Ω 负载时能够获得与电源电压相差125mV之内的摆幅，但无法同时保证这两个性能。例如，由图1.45所示MAX4122-MAX4129的大信号电压增益和输出电压摆幅曲线可知这些器件的大信号电压增益随输出电压和负载变化。

3. 电荷泵运算放大器

电荷泵的引入是一种创新的设计方案，可以解决标准输出级提供满摆幅输出的问题。运算放大器采用典型的射随器输出级，但其内部电荷泵为输出级提供偏置电压，从而获得了满摆幅输出。

电荷泵也给放大器的其他电路供电，因此，当输入级为标准的地感应结构时，输入可以在地与VCC之间变化。

电荷泵运算放大器的共模抑制比非常高，单输入晶体管对不存在双差分对之间切换时所引起的失调电压变化问题。另外，即使在负载相对较大的情况下，其典型的射随器输出仍可保证较高的开环增益，同时，放大器即使在驱动大容性负载时也能保持稳定。例如，MAX4162系列运算放大器在提供200 kHz带宽时，器件吸收电流只有35 μA（包括电荷泵），放大器在保持低电源电流的同时，还可以驱动相对较大的20 Ω、500 pF负载。

1.4.5 噪声

单电源应用一般电压很低，低电压使设计人员必须降低噪声，以保持系统的信噪比。遗憾的是，低电压通常要求低功耗，而随着电源电流的降低，放大器噪声会增大。在其他条件相同时，低噪声放大器的功耗较大。

要估算运算放大器的噪声，需考虑所有噪声来源：输入电压噪声、输入电流噪声和由增益设置电阻引起的热噪声。电压反馈运算放大器的噪声源如图1-46所示。C1 为运算放大器反相输入端的寄生电容，C2 对高频时的噪声增益和信号带宽进行限制，R1/R2 为标准增益设置电阻，R3 用于平衡反相和同相输入端的电阻。

在低频处，噪声增益为1+R2/R1（如图1-47所示）。噪声增益的第一零点在1/2πR1 C1处，到达由C2 产生的极点以前，以每十倍频程6dB的斜率递增；在极点1/2πR2 C2 处，噪声增益变得平坦，等于1+C1/C2。随后，噪声增益曲线与放大器开环增益曲线相交，并开始以每十倍频程6dB的斜率衰减（放大器开环增益的标准单极点滚降）。

因为输入电压噪声、同相电流噪声和R3 引起的噪声在整个闭环带宽内积分，并与电流噪声增益相乘，可以看出（根据噪声增益和开环增益图），通过选择低单位增益交越频率的运算放大器，可以使电路噪声最小化。对反相输入，由R1 和R2 引起的电流噪声和热噪声只在信号带宽（1/2πR2 C2）内积分。因为电流反馈运算放大器中没有电容C2，所以这类运算放大器的噪声只在整个闭环信号带宽内积分。

1.4.6 失真

适当的放大器环路增益能够使失真最小，否则在其输入-输出传输函数中将产生非线性。因为高频处放大器增益减小，所以其谐波失真增加。

给定频率时，如果运算放大器工作在线性区域，并且环路增益最大，就可以获得良好的谐波性能。这需要对输入信号提供增益和偏压，将输出偏置在远离电源电压的位置，如图1-44所示电路，将信号反相并加入一个偏压，或如图1-48所示有偏压，但信号没有反相。

图1.44所示的反相配置通过保持共模输入电压不变来消除共模非线性，在满摆幅输入放大器中特别有用，因这些放大器的非线性是由共模输入的变化引起的（输入级从一个输入差分对过渡到另一个输入差分对）。

对于输出级，因为增益是负载电流的函数，轻载时有助于改善满摆幅放大器的谐波性能。放大器电压的偏移量也会影响失真，所有运算放大器在电压漂移量最小时都有助于改善性能（内部工作点不需要偏移很大，保持在线性区域内）。放大器摆率大小与满功率带宽有关，同时也影响谐波失真。当放大器工作在满功率带宽以外时，相关的摆率限制会产生严重的非线性。

1.4.7 正确的为单电源运算放大器电路提供退耦

单电源运算放大器电路需要偏置共模输入电压幅度以控制AC信号的正向摆幅和负向摆幅。当从电源电压利用分压器提供偏置电压时，为了保证PSR的性能，就需要合适的退耦。

一种常用但不正确的方法是利用100kΩ/100kΩ电阻分压器（加0.1μF旁路电容）提供VS/2给运算放大器的同相输入端。使用这样小的电容值对电源退耦通常是不够的，因为极点仅为32Hz。电路会出现不稳定（“低频振荡”），特别是在驱动感性负载时。

如图1-49（同相输入）和图1-50（反相输入）所示为达到最佳退耦结果的VS/2偏置电路。在这两种情况中，偏置电压加在同相输入端，反馈到反向输入端以保证相同的偏置电压，并且单位DC增益也要偏置相同的输出电压。耦合电容器C1 使低频增益从BW3降到单位增益。

在图1.49中，带宽BW1～ BW4计算公式为

当RA=RB，且BW1等于BW2、BW3、和BW4。为使输入偏置电流误差最小，R2=RIN +，VOUT=（VS/2）+VIN（1+（R2/R1））。其中要求XC1≪R1。中频增益等于1+R2/R1。

如图1-49所示，当采用100kΩ/100kΩ电阻分压器时，为获得0.3Hz的-3dB截止频率，应当选用C2 最小为10μF。如果选用C2 为100μF（0.03Hz），实际上对所有电路都足够了。

在图1.50中，带宽BW1～ BW3计算公式为

当 RA=RB，且XC2≪XC1时，VOUT=（VS/2）+VIN（R2/R1），其中 XC1≪R1。为使输入偏置电流误差最小，R2=RA。中频增益等于-R2/R1。

1.4.8 为单电源运算放大器电路提供负电源

现在高性能、单电源运算放大器的应用越来越来普及，但要最大限度地提高性能，有时还必须选择双电源供电的放大器。由于双电源运算放大器的设计没有单电源设计的局限性，所以可选择的双电源供电产品更多。

从正电源获得负电源的方法非常多，开关型调节器最灵活，而电荷泵转换器则最简单、体积最小、价格最低。因为电荷泵使用外接电容（而不是电感）提供电压转换，所以在提供输入电压的整数倍电压（-VIN、+2VIN等）时效果最佳。输出电压一般没有稳压，如果负载电流相对较小时，输出电压可以非常接近输入电压的整数倍。

因为电荷泵的静态电流可以非常小，所以轻载时效率很高。如图1-51所示电路，采用电荷泵器件MAX861配置为产生一路负电压，电压大小等于输入电压，但极性相反。通过引脚配置可以使内部振荡器频率为13kHz、100kHz或250kHz，允许设计人员在静态电流、电荷泵电容器尺寸或输出电压纹波等参数之间进行权衡。