1.3 放大器电路设计中应注意避免的一些问题

与分立器件相比，现代集成运算放大器（op amp）和仪表放大器（in amp）为设计工程师带来了许多好处。虽然提供了许多巧妙、有用并且吸引人的电路，但往往都是这样，由于仓促地组装电路而忽视了一些非常基本的问题，从而导致电路不能实现预期功能——或者可能根本不工作[7]。

1.3.1 正确地为AC耦合提供DC偏置电流回路

最常遇到的一个应用问题是在交流（AC）耦合运算放大器或仪表放大器电路中没有提供偏置电流的直流（DC）回路。在图1.23中，一只电容器与运算放大器的同相输入端串联以实现AC耦合，这是一种隔离输入电压（VIN）的DC分量的简单方法，在高增益应用中尤其有用。在那些应用中，哪怕运算放大器输入端很小的直流电压都会限制动态范围，甚至导致输出饱和。然而，在高阻抗输入端加电容耦合，而不为同相输入端的电流提供DC通路，会出现问题。

实际上，输入偏置电流会流入耦合的电容器，并为它充电，直到超过放大器输入电路的共模电压的额定值或使输出达到极限。根据输入偏置电流的极性，电容器会充电到电源的正电压或负电压。放大器的闭环DC增益放大偏置电压。这个过程可能会需要很长时间。例如，一只场效应管（FET）输入放大器，当1pA的偏置电流与一个0.1μF电容器耦合时，其充电速率I/C为10 -12/10 -7=10μV/s，或每分钟600μV。如果增益为100，那么输出漂移为每分钟0.06V。因此，一般实验室测试（使用AC耦合示波器）无法检测到这个问题，而电路在数小时之后才会出现问题。显然，完全避免这个问题非常重要。

如图1-24所示为对这种常见问题的一种简单的解决方案：在运算放大器输入端和地之间接一只电阻器，为输入偏置电流提供一个对地回路。为了使输入偏置电流造成的失调电压最小，当使用双极性运算放大器时，应该使其两个输入端的偏置电流相等，所以通常应将R1 的电阻值设置成等于R2 和R3 的并联阻值。电路的-3dB输入带宽等于1/（2πR1 C1），R1电阻值一般等于R2 和R3 的并联阻值。

然而，应该注意的是，电阻R1 总会在电路中引入一些噪声，因此要在电路输入阻抗、输入耦合电容器的尺寸和电阻器引起的热噪声之间进行折中。典型的电阻器阻值一般在100kΩ～1MΩ之间。

类似的问题也会出现在仪表放大器电路中。图1.25所示为使用两只电容器进行AC耦合的仪表放大器电路，也没有提供输入偏置电流的返回路径。这个问题在使用双电源供电（如图1-25（a）所示）和单电源供电（如图1-25（b）所示）的仪表放大器电路中很常见。

这类问题也会出现在变压器耦合放大器电路中，如图1-26所示，如果变压器次级电路中没有提供DC对地回路，该问题就会出现。

如图1-27和图1-28所示为这些电路的简单解决方案：在每一个输入端和地之间都接一个高阻值的电阻器（RA 和RB）。这是一种适合双电源仪表放大器电路的简单而实用的解决方案。

这两只电阻器为输入偏置电流提供了一个放电回路。在图1.27（a）所示的双电源例子中，两个输入端的参考端都接地。在图1.27（b）所示的单电源例子中，两个输入端的参考端接地（VCM接地）或者接一个偏置电压，VCM通常为最大输入电压的一半，以获得最大输入动态范围。同样的原则也可以应用到变压器耦合输入电路中（如图1-28所示），除非变压器的次级有中间抽头，它可以接地或接VCM。

在图1.27和图1.28所示电路中，由于两只输入电阻器（RA 和RB）之间的失配和两端输入偏置电流的失配会产生一个小的失调电压误差。为了使失调误差最小，在仪表放大器的两个输入端之间可以再接一只电阻器（即桥接在两只电阻器之间），其阻值大约为前两只电阻器的1/10（但与差分源阻抗相比仍然很大）。

1.3.2 正确地为放大器和ADC提供参考电压

1. 仪表放大器驱动ADC的典型单电源电路

一个仪表放大器驱动一个单端输入的模数转换器（ADC）的典型单电源电路如图1-29所示。该电路中，放大器的参考电压提供一个对应零差分输入时的偏置电压，而ADC的参考电压则提供A/D转换时的比例因子。在仪表放大器的输出端和ADC的输入端之间通常接一个简单的RC低通抗混叠滤波器以减少带外噪声。RC低通滤波器的典型值为：R=50～200Ω，C=1/（2πRf），按电路的-3dB带宽设置C的取值。

设计工程师通常总想采用简单的方法，如电阻分压器，为仪表放大器和ADC提供参考电压。因此在使用某些仪表放大器时，会产生误差。

2. 错误地使用一个简单的电阻分压器直接驱动三运放仪表放大器的参考电压输入端

一般假设仪表放大器的参考输入端为高阻抗，因为它是一个输入端，所以使设计工程师一般总想在仪表放大器的参考端引脚端接入一个高阻抗源，如采用一只电阻分压器。这在某些类型仪表放大器的使用中会产生严重误差（如图1-30所示）。

例如，流行的仪表放大器设计配置使用图1.30所示的三运放结构。其信号总增益为

式中，。

参考电压输入端的增益为1（如果从低阻抗电压源输入）。但是，在图1.30所示的电路中，仪表放大器的参考输入端引脚直接与一个简单的分压器相连。这会改变减法器电路的对称性和分压器的分压比，还会降低仪表放大器的共模抑制比及其增益精度。然而，如果接入R4，那么该电阻的等效电阻会变小，减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看过去的阻值（50kΩ），该电路表现为一个大小为电源电压一半的低阻抗电压源被加在原值的R4 上，减法器电路的精度保持不变。

如果仪表放大器采用封闭的单封装形式（一个IC），则不能使用这种方法。此外，还要考虑分压电阻器的温度系数应该与R4 和减法器中的电阻器保持一致。最终，参考电压将不可调。另外，如果尝试减小分压电阻器的阻值使增加的电阻大小可忽略，这样会增大电源电流的消耗和电路的功耗。在任何情况下，这种笨拙的方法都不是好的设计方案。

3. 利用低输出阻抗运算放大器驱动仪表放大器的参考电压输入端

如图1-31所示为一个更好的解决方案：在分压器和仪表放大器参考电压输入端之间加一个低功耗运算放大器缓冲器。这会消除阻抗匹配和温度系数匹配的问题，而且很容易对参考电压进行调节。

4. 当从电源电压利用分压器为放大器提供参考电压时，应保证PSR性能

一个被经常忽视的问题是，电源电压VS 的任何噪声、瞬变或漂移都会通过参考输入按照分压比经过衰减后直接加在输出端。实际的解决方案包括旁路滤波以及使用精密参考电压IC产生的参考电压，如ADR121，代替VS分压。

电源电压抑制（PSR）技术用于隔离放大器免受其电源电压中的交流声、噪声和任何瞬态电压变化的影响，这是非常重要的，因为许多实际电路都包含、连接着或存在于只能提供非理想的电源电压的环境之中。另外，电力线中的交流信号会反馈到电路中被放大，而且在适当的条件下会引起寄生振荡。

现代的运算放大器和仪表放大器都将提供频率相当低的电源电压抑制（PSR）能力作为其设计的一部分。许多现代的运算放大器和仪表放大器的PSR指标在80～100dB以上，可以将电源电压的变化影响衰减到～。甚至最适度的40dB PSR的放大器隔离对电源也可以起到1/100的抑制作用。

此外，当设计工程师采用简单的电源电压电阻分压器并且用一只运算放大器缓冲器为仪表放大器提供参考电压时，电源电压中的任何变化都会通过该电路不经衰减地直接进入仪表放大器的输出级。因此，除非提供低通滤波器，否则IC通常优良的PSR性能将会丢失。

如图1-32所示，可以在分压器的输出端增加一个大电容器以滤除电源电压的变化并且保证PSR性能。滤波器的-3dB极点由电阻器R1∥R2 并联和电容器CF 决定。-3dB极点应当设置在最低有用频率的1/10处。

其设计公式为

CF=1/2π50（kΩ）× f（Hz）

试用值：10μF（0.3Hz）～100μF（0.03Hz），R3 的电阻值等于R1 和R2 的并联电阻值，CF=1/（2πR3 f），R3=50kΩ，f= -30dB频率（Hz）。

上述的 CF 试用值能够提供大约0.03Hz的 -3dB极点频率。接在R3 两端的小电容器（0.01μF）可使电阻器噪声最小。

该滤波器充电需要时间。按照试用值，参考输入的上升时间应是时间常数 T 的几倍（此处T=R3CF=5s）或10～15s。

如图1-33所示电路又做了进一步改进：运算放大器缓冲器起到一个有源滤波器的作用，它允许使用电容值小很多的电容器对同样大的电源退耦。此外，有源滤波器可以用于提高 Q值，从而加快导通时间。

利用内置运算放大器构成的有源滤波器驱动仪表放大器的参考输入端，计算公式为

式中，R=R3，R1=R2=2R3。当 C1=C2，Q=0.5；当C1=2C2，Q=0.707。

1.3.3 注意片上输入保护二极管带来的问题

现在许多高速运算放大器都具有片上输入保护。高速运算放大器的输入保护有多种形式，其中共模过压保护、静电放电（ESD）保护、输入差分对保护较为常见。共模过压保护主要限制输入电压，使之符合放大器的安全工作电压范围；静电放电保护二极管用于使放大器避免静电、静电感应以及其他静电放电事件的影响。这些片上二极管都与放大器输入、输出及电源轨相连接，起到保护放大器的作用。在大多数情况下，这种保护对用户是透明的；但在某些应用中，这种保护可能是电路的致命弱点[8]。

在极少数情况下，输入保护可能带来不希望的结果。例如，考虑一个断电但有信号输入的放大器。信号振幅在低于数百毫伏以内时不会出现问题，但是如果信号振幅大于400mV，就可能产生问题。由于输入信号较大，输入保护二极管（VD1 与VD2）将成为正向偏压的。输入和输出之间通过到负载的反馈电阻器形成信号路径，如图1-34所示。信号大小取决于输入信号的振幅与频率。

在大多数情况下，包含内置输入保护的放大器没有使用问题。然而，在少数情况下，输入保护确实会带来问题。如果出现这种情况，应首先检查最大差分输入电压指标。如果其值较低，可考虑利用具有较高最大差分输入电压额定值的放大器、改变电路拓扑结构或者增加开关。这些方案都可以降低馈串量，并提高截止状态隔离度。

1.3.4 运算放大器的接地点选择

1. 有一个以上的接地点放大器电路的接地形式

由有关的PCB设计资料的分析可知，在PCB上的两个接地点之间的电位可能不是完全相等的，如图1-35所示，如果一个运算放大器电路有一个以上的接地点，如信号源在A点接地，运算放大器在B点接地，A、B两点之间的地电位差将耦合进入该电路[9]。在图1.35中，电压VG 代表A、B两点之间的地电位差，使用两种不同的地符号只是用以强调两个在物理上分离的地的电位并不总是相等，电阻RC1和电阻RC2表示连接信号源与放大器导线的电阻。

在图1.35中，放大器的输入电压等于VS+VG。为了消除VG，就必须去掉其中一个接地连接。如果去掉B点的接地连接，意味着放大器必须由一个没有接地的电源供电。

对于图1.36所示电路，在RC2≪RS +RC1 +RL的情况下，放大器端子上的噪声电压VN等于：

如果假设图1.36 中的地电位 VG 为100mV（等效于一个10A地电流流经0.01Ω 的接地电阻RG）。如果 RS=500Ω，RC1=RC2=1Ω，RL=10kΩ。根据式（1.15）计算可知，放大器端子上的噪声电压VN是95mV。

如图1-37所示，如果在源与地之间增加一个大的阻抗ZSG，理想的情况是阻抗ZSG为无穷大。但是由于受漏电阻和漏电容的影响，ZSG不可能为无穷大。在RC2≪RS +RC1 +RL 和ZS≫RC2 +RG的情况下，放大器端子上的噪声电压VN为

由式（1.16）可知，如果阻抗ZSG是无穷大，VN=0，即没有噪声电压耦合进放大器。

如果ZSG等于1MΩ，其他所有电阻的值与前面例子中的相同，则根据式（1.16）可知，此时放大器端子上的噪声电压只有0.095mV。

2. 差分放大器的输入端接地形式

差分（或平衡输入）放大器可以用于降低共模噪声电压的影响[9]。如图1-38所示，差分放大器有两个输入电压V1 和V2，VG是共模地噪声电压。

输出电压等于放大增益A乘以两个输入电压的差，即VO=A（V1 -V2）。根据图中所示的等效电路，可以求得由共模噪声电压VG引起的放大器的输入电压为

假设在图1.38中，VG=100mV，RG=0.01Ω，RS=500Ω，RC1=RC2=1Ω，且RL1=RL2=10 Ω，根据式（1.17）可得，VN=4.6mV。然而，如果RL1和RL2等于100kΩ而不是10kΩ，则VN=0.5mV。

根据式（1.17）可知，增大差分放大器的输入阻抗（RL1和RL2）和降低源电阻RS 能够减小因VG而导致的耦合到放大器上的噪声电压。

在使用高阻抗差分放大器时，输入电缆的屏蔽层和源的公共端都应当在源处接地。

3. 有保护端的仪表放大器接地形式

如图1-39所示，测量RS两端电压时，将仪表放大器的保护端连接到源的低阻抗端子上是一个最佳连接方式，在这种情况下，没有噪声电流流经测量仪表的输入电路[9]。在图1.39中，电压VG是地电位差电压，VN是电池的噪声电压。

注意：其他连接方法都不能够有效的抑制噪声电压。例如：

（1）如果将仪表放大器的保护端与源的地（A点）连接时，可以抑制VG 的噪声，但不能防护来自VN的噪声，有噪声电流在RC2上流过。

（2）如果将仪表放大器的保护端与LOW端连接，由VG 和VN 的产生的噪声电流将流过RC2。

（3）如果将仪表放大器的保护端与放大器本身的接地端连接，由VG和VN的产生的噪声电流流过RC2和Z1，将没有减小噪声的作用。

（4）如果将仪表放大器的保护端悬空（即不连接），由VG 和VN 的产生的噪声电流流过RC2、Z1 和Z2，将没有减小噪声的作用。

1.3.5 运算放大器的屏蔽

屏蔽是利用各种屏蔽物体对外来电磁干扰的吸收或反射作用来防止噪声侵入；或相反，将设备内部辐射的电磁能量限制在设备内部，以防止干扰其他设备。用良导体制成的屏蔽体适用于电屏蔽；用导磁材料制成的屏蔽体适用于磁屏蔽。屏蔽体类型很多，有金属隔板式、壳式、盒式等实芯型屏蔽，也有金属网式的非实芯型屏蔽，还有电缆等用的金属编织带式屏蔽。屏蔽材料的性能、材料的厚薄、辐射频率的高低、距离辐射源的远近、屏蔽物体有无中断的缝隙、屏蔽层的端接状况等因素都会直接影响屏蔽效果。

对抑制电磁干扰，屏蔽和滤波与接地技术紧密相关。就屏蔽、滤波和接地三者对抑制电磁干扰的作用来看，如果滤波和接地两项处理得很好，则有时可降低对屏蔽的要求，或有时甚至没必要再进行屏蔽。对具体的电路和设备而言，是否需要采取屏蔽措施、要求达到何种程度的屏蔽效果，以及与滤波和接地怎样配合使用等问题应该根据具体设备的空间条件，系统内外的环境条件，滤波器件和屏蔽器材所花费用等多种因素综合考虑。

采用屏蔽保护措施的运算放大器可以更大程度地减小噪声。在运算放大器的周围设置屏蔽保护，并维持在一个一定的电位，可以防止电流流入不平衡的源阻抗。

对于高增益的前置放大器，为防止电磁干扰，通常采用金属屏蔽罩进行屏蔽[9]。

由图1.40（a）所示可知，在运算放大器与屏蔽罩之间存在寄生电容C1S、C2S和C3S。如图1-40（b）所示，分布电容C3S和C1S提供了一个从输出到输入的反馈路径，通过这个反馈路径的信号可能会使放大器产生振荡。改进的办法是将屏蔽罩连接到放大器的公共端，如图1-40（c）所示，短路C2S，可以切断分布电容C3S和C1S形成的这个反馈路径。

在图1.41（a）所示的一个通过屏蔽双绞线与接地的源连接的运算放大器中，VG 是地电位差产生的共模电压，VS和RS分别是差模信号电压和源电阻，RIN是放大器的输入阻抗，C1G和C2G是放大器输入端子与地之间的分布电容（包括电缆的分布电容）。

如图1-41（a）所示，由电压VG产生了两个不期望的电流I1 和I2，I1 流经电阻RS、R1和电容C1G；I2 流经电阻R2 和电容C2G。如果这两个电流经过的总阻抗不相等，将会在放大器的两个输入端上产生一个电压差（即噪声电压）。如图1-41（b）所示，在放大器的周围设置一个屏蔽保护，并将电缆的屏蔽层与屏蔽保护层连接在一起，使其与A点有相同的电位，这样可以使电流I1 和I2 都变为0。注意：此结构在输入端子与屏蔽保护层之间存在电容C1 和C2。