控制电机及其应用
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1.2 无刷直流电动机

1.1节所述直流伺服电动机具有良好的机械特性和调节特性,堵转转矩又大,因而被广泛应用于驱动装置及伺服系统中。但是,一般直流电动机都有换向器和电刷,其间的滑动接触容易产生火花,引起无线电干扰,过大的火花甚至影响电动机的正常运行。此外,因存在着滑动接触,又使维护麻烦,影响到电动机工作的可靠性。因此,长期以来人们都在研究无接触式换向结构的直流电动机。随着电子与电力电子技术的发展,这种愿望已得以实现。无刷直流电动机用晶体管开关电路和位置传感器来代替电刷和换向器。这使无刷直流电动机既具有直流伺服电动机优良的线性机械特性和调节特性,又具有交流电动机的维护方便、运行可靠等优点。由于有这些明显的优点,它得到越来越广泛的应用:

①在计算机外设和办公自动化设备中的应用,例如在打印机、软盘驱动器、硬盘驱动器、光盘驱动器、传真机、复印机等中的应用。

②在家用电器中的应用,例如在音像设备、家用洗衣机、电冰箱、空调装置中的应用。

③在工业驱动、伺服控制中的应用,例如在数控机床、组合机床、纺织机械、印刷机械、装卸机械、冶金机械、邮政机械、自动化流水生产线及各种专用设备中的应用。

④在汽车、电动汽车、电动摩托车、电动自行车等交通工具中的应用。

⑤在医用领域中的应用,例如在高速离心机、牙科和手术用高速器具、心脏泵等中的应用。

此外,在特殊环境条件下,如潮湿、真空、有害物质的场所,为提高系统的可靠性也采用无刷直流电动机。其中,军用和航天领域是无刷直流电动机最先得到应用的领域。

1.2.1 无刷直流电动机的结构与组成

图1-25 无刷直流电动机的结构简图

无刷直流电动机本体结构是一台反装式的普通直流电动机。它的电枢放置在定子上,永磁磁极位于转子上,与永磁式同步电动机相似。各相绕组分别与外部的电子开关电路相连,开关电路中的开关管受位置传感器的信号控制。图1-25中的电动机本体为三相两极。三相定子绕组分别与电子开关线路中相应的功率开关器件连接,在图1-25中A相、B相、C相绕组分别与功率开关管VT1、VT2、VT3相接。位置传感器与电动机转轴相连接。当定子绕组的某一相通电时,该电流与转子永久磁钢的磁极所产生的磁场相互作用而产生转矩,驱动转子旋转,再由位置传感器将转子磁钢位置变换成电信号,去控制电子开关线路,从而使定子各相绕组以一定次序导通,定子相电流随转子位置的变化而按一定的次序换相。由于电子开关线路的导通次序是与转子转角同步的,因而起到了机械换向器的换向作用。

从上述分析可以看出,无刷直流电动机系统由电动机、转子位置传感器和晶体管开关电路三部分组成,它的原理方框图如图1-26所示。直流电源通过开关电路向电动机供电,位置传感器随时检测到转子所处的位置,并根据转子的位置信号来控制开关管的导通与截止,从而实现无刷换向。

图1-26 无刷直流电动机的原理方框图

因此,无刷直流电动机就其结构而言,也可以认为是一台由电子开关线路、永磁式同步电动机以及位置传感器组成的“电动机系统”。

1.电动机

永磁无刷直流电动机本体与永磁同步电动机相似。转子采用永久磁铁,目前多使用稀土永磁材料。转子的结构一般分为两种:第一种是将瓦片状的永磁体贴在转子的表面上,称为凸极式;另一种是将永磁体嵌入到转子铁芯中,称为嵌入式。定子绕组采用交流绕组形式。绕组的相数有两相、三相、四相和五相几种情况,但应用最多的是三相和四相。典型的电枢绕组形式如图1-27所示,转子由永久磁钢按一定极对数(2p=2,4,6,…)组成。因希望在定子绕组中获得顶宽为120°的梯形波,因而绕组形式往往采用整距集中或接近整距集中的形式,以便保留磁密中的其他谐波。永磁无刷直流电动机的转子结构既有传统的内转子结构,又有近年来出现的盘式结构、外转子结构和线性结构等新型结构形式。伴随着新型永磁材料铷铁硼(NdFEB)等的实用化,电动机转子结构越来越多样化,使永磁无刷直流电动机正朝着高出力、高精度、微型化和耐恶劣环境等方向发展。

2.转子位置检测器

转子位置检测器即位置传感器,按动作原理可分为电磁式、光电式、磁敏式等。位置传感器的种类比较多,且各自有各自的特点,目前在无刷直流电动机中常用的位置传感器有以下几种形式:

(1)电磁式位置传感器

电磁式位置传感器是利用电磁效应来实现转子位置测量的,有开口变压器、铁磁谐振电路、接近开关等多种类型。在无刷直流电动机中,用得较多的是开口变压器,其中用于三相无刷直流电动机的开口变压器由定子和跟踪转子两部分组成。定子一般由硅钢片的冲片叠成,或用高频铁氧体材料压铸而成,一般有6个极,这6个极之间的间隔分别是60°,其中三个极绕上一次绕组,并相互串联后通以高频电源,另外三个极分别绕上二次侧绕组WA,WB,WC。它们之间分别间隔120°。跟踪转子是一个用非导磁材料做成的圆柱体,在它上面镶有一块120°电角度的扇形导磁材料,在安装时将它同电动机转轴相连,其位置对应于某一个磁极。假设跟踪转子处在某一位置时,一次侧绕组所产生的高频磁通通过跟踪转子上的导磁材料耦合到绕组WB上,故在上产生感应电压UB,而在另外两相二次侧绕组WA和WC上由于无耦合回路同一次侧绕组相连,其感应电压Ua,UC基本上为零。随着电动机转子的转动,跟踪转子的导磁扇形片也跟着转动,使之逐步离开绕组WB,而向绕组WC靠近(假定为逆时针旋转),从而使其二次侧电压UB下降、UC上升。就这样,随着电动机转子运动,在开口变压器上分别依次感应出电压UB、UC、Ua。由于开口变压器由于结构简单、性能可靠,因而目前得到了广泛应用。扇形导磁片的角度一般略大于120°电角度,常采用130°电角度。在三相全控电路中,为了换相译码器的需要,扇形导磁片的角度则为180°电角度。同时,扇形导磁片的个数应同无刷直流电动机的极对数相等。由于振荡电源的频率高达几千赫兹,故变压器的铁芯往往采用铁氧体材料,频率较低的铁芯可以采用其他软磁材料。

设计开口变压器时,一般要求把它的绕组同振荡电源结合起来同时考虑,以便得到较好的输出特性。电磁式位置传感器具有输出信号大、工作可靠、寿命长、使用环境要求不高、适应性强、结构简单和紧凑等优点,但这种传感器信噪比和体积较大,同时其输出波形为交流,一般需整流、滤波后方可应用。

(2)光电式位置传感器

光电式位置传感器是利用光电效应制成的,由跟随电动机转子一起旋转的遮光板和固定不动的光源及光电管等部件组成。如图1-28所示,遮光板开有120°电角度左右的缝隙,且缝隙的数目等于无刷直流电动机转子磁极的极对数。其原理叙述见1.2.2节内容。光电式位置传感器性能较稳定,但存在输出信号信噪比较大、光源灯泡寿命短、使用环境要求较高等缺陷,不过现在已经有新型光电元件出现,可克服这些不足之处。

(3)磁敏式位置传感器

磁敏式位置传感器的基本原理为霍尔效应和磁阻效应。目前,常见的磁敏传感器有霍尔元件或霍尔集成电路、磁敏电阻器及磁敏二极管等多种。磁敏元件的主要工作原理是电流的磁效应,即霍尔效应,现介绍如下。

任何带电质点在磁场中沿着与磁力线垂直的方向运动时,都要受到磁场的作用力,称为洛伦兹力。洛伦兹力的大小与质点的电荷量、磁感应强度及质点的速度成正比。例如,在长方形半导体薄片上加上电场E后,在没有外加磁场时,电子沿外电场E的反方向运动,当加以与外电场垂直的磁场B时,运动着电子受到洛伦兹力作用向左边偏转了一个角度,因此,在半导体横向方向边缘上产生了电荷,由于该电荷积累产生了新的电场,称为霍尔电场。该电场又影响了元件内部的电场方向,随着半导体横向方向边缘上的电荷积累不断增加,霍尔电场力也不断增大,它逐渐抵消了洛伦兹力,使电子不再发生偏转,从而使电流方向又回到平行于半导体侧面方向,达到新的稳定状态。这个霍尔电场的积分,就在元件两侧间显示电压,称为霍尔电压,这个就是所谓的霍尔效应。

上述霍尔元件产生的电动势很低,在应用时往往要外接放大器,很不方便。随着半导体集成技术的发展,将霍尔元件与半导体集成电路一起集成在同一块半导体芯片上,这就构成了霍尔集成放大电路。这种集成电路包括线性型和开关型两种,一般而言,无刷直流电动机的位置传感器宜选用开关型。

(4)无传感器位置检测

近年来,还出现了无位置传感器无刷直流电动机,此种电动机通过检测定子绕组的反电动势或定子三次谐波或续流二极管电流通路等作为转子磁钢的位置信号,该信号检出后,经数字电路处理,送给逻辑开关电路去控制无刷直流电动机的换向。由于它省去了位置传感器,使得无刷电动机的结构更加紧凑,所以应用日趋广泛,详细内容将在本节控制部分讲述。

3.电子换向电路

电子换向电路由功率变换电路和控制电路两大部分组成,它与位置传感器相配合,去控制电动机定子各相绕组通电的顺序和时间,起到与机械换向相类似的作用。当系统运行时,功率变换器接受控制电路的控制信息,将系统工作电源的功率以一定的逻辑关系分配给直流无刷电动机定子上各相绕组,以便使电动机产生持续不断的转矩。逆变器将直流电转换成交流电向电动机供电,与一般逆变器不同,它的输出频率不是独立调节的,而受控于转子位置信号,是一个“自控式逆变器”。永磁无刷直流电动机由于采用自控式逆变器,电动机输入电流的频率和电动机转速始终保持同步,电动机和逆变器不会产生振荡和失步,这也是永磁无刷直流电动机的重要优点之一。

电动机各相绕组导通的顺序和时间主要取决于来自位置传感器的信号,但位置传感器所产生的信号一般不能直接用来驱动功率变换器的功率开关元件,往往需要经过控制电路一定逻辑处理、隔离放大后才能去驱动功率变换器的开关元件。驱动控制电路的作用是将位置传感器检测到的转子位置信号进行处理,按一定的逻辑代码输出,去触发功率开关管。电子开关的线路的类型主要有桥式与非桥式两种,其典型连接如图1-27所示。

图1-27 电枢绕组连接方式

1.2.2 无刷直流电动机的控制方法

目前,无刷直流电动机的电动机本体大多采用三相对称绕组,由于三相绕组常用的连接形式有两种,即星形和三角形,同时开关电路的主要形式也有桥式与非桥式两种。因此与之对应的无刷直流电动机的主电路的形式主要有:星形接三相半控电路如图1-27(a),星形连接三相全控电路如图1-27(c)和三角形连接三相全控电路如图1-27(e)。本节主要以这三种电路为例讲述它们的工作原理及控制方法。

1.三相半控电路

图1-28为三相无刷直流电动机半控桥电路原理图。此处采用光电器件VP1,VP2,VP3作为位置传感器,以三只功率晶体管VT1、VT2、VT3构成功率逻辑单元。在图1-28中,三只光电器件VP1、VP2、VP3的安装位置各相差120°,均匀分布在电动机一端。由于安装在电动机轴上的旋转遮光板(亦称截光器)的作用,使得从光源射来的光线依次照射在各个光电器件上,并依照某一光电器件是否被照射到光线来判断转子磁极位置,图1-28所示的转子位置和图1-29(a)所示的位置相对应。

设光电器件VP1被光照射,则功率晶体管VT1呈导通状态,电流流入绕组A-X,该绕组电流同转子磁极作用后所产生的转矩使转子的磁极按图1-29中的顺时针方向转动。当转子磁极转到图1-29(b)所示的位置时,直接装在转子轴上的旋转遮光板也跟着同步转动,并遮住VP1而使VP2受光照射,从而使晶体管VT1截止、晶体管VT2导通,电流从绕组A-X断开而流入绕组B-Y,使得转子磁极继续朝顺时针方向转动,并带动遮光板同时也朝顺时针方向旋转。当转子磁极转到图1-29(c)所示位置时,此时旋转遮光板已经遮住VP2,使PV3被光照射,导致晶体管VT2截止、晶体管VT3导通,因而电流流入绕组C-Z,于是驱动转子磁极继续朝顺时针方向旋转,使转子磁极转到图1-29(d)所示位置,即重新回到了图1-29(a)所示位置。

图1-28 三相无刷直流电动机半控桥电路原理图

图1-29 开关顺序及定子磁场旋转示

这样,随着位置传感器转子扇形片的转动,定子绕组在位置传感器VP1、VP2、VP3的控制下,便一相一相地依次通电,实现了各相绕组电流的换相。不难看出,在换相过程中,定子各相绕组在工作气隙内所形成的旋转磁场是跳跃式的。这种旋转磁场在360°电角度范围内有三种磁状态,每种磁状态持续120°电角度。各相绕组电流与电动机转子磁场的相互关系如图1-29所示。图1-29(a)为第一状态,Fa为绕组A-X通电后所产生的磁动势。显然,绕组电流与转子磁场的相互作用,使转子沿顺时针方向旋转,转过120°电角度后,便进入第二状态,这时绕组A-X断电,而绕组B-Y随之通电,即定子绕组所产生的磁场转过了120°电角度,如图1-29(b)所示,电动机转子继续沿顺时针方向旋转,转子再转过120°电角度后,便进入第三状态,这时绕组B-Y断电,C-Z通电,定子绕组所产生的磁场也同时转过了120°电角度,如图1-29(c)所示,它继续驱动转子沿顺时针方向转过120°电角度后就恢复到初始状态了。这样周而复始,电动机转子便连续不断地旋转。在换相的过程中,定子各相在气隙中所形成的旋转磁场是跳跃式的,其旋转磁场在360°电角度内有三种状态,每种状态持续120°的电角度,我们把这种通电方式称作单相导通三相三状态。

三相半控电路的特点是简单。但电动机本体的利用率很低,每个绕组只通电1/3时间,2/3时间内处于断开状态,电动机没有得到充分的利用,各相绕组导通顺序如图1-30所示。运行过程中的转矩变化如图1-31所示,转矩在Tm/2与Tm之间变化,其波动较大。

图1-30 各相绕组导通顺序的示意图

图1-31 各相绕组导通顺序的示意图

2.三相全控电路

在要求比较高的场合,一般采用三相全控电路。

(1)Y形连接的工作控制方式

众所周知,三相绕组的连接方式有△形和Y形之分。首先我们来分析Y形连接的情况,如

图1-32为Y形连接三相全控桥式电路。

图1-32 Y形连接三相全控桥式电路

①两两导通方式

所谓两两导通方式是指每一个瞬间有两个功率管导通,每隔1/6周期(60°电角度)换相一次,每次换相一个功率管,每一个功率管导通120°电角度。各功率管的导通顺序是VT1VT2、VT2VT3、VT3VT4、VT4VT5、VT5VT6、…。当功率管VT1和VT2导通时,电流从VT1管流入A相绕组,再从C相绕组流出,经VT2管回到电源。其转子位置如图1-33所示。如果认定流入绕组的电流所产生的转矩为正,那么从绕组流出电流所产生的转矩则为负,它们合成的转矩如图1-34(a)所示其大小为,方向在Ta和-Tc的角平分线上。当电动机转过60°后,由VT1VT2通电换成VT2VT3通电。这时,电流从VT3流入B相绕组再从C相绕组流出,经VT2回到电源,此时合成的转矩如图1-34(b)所示,其大小同样为。但合成转矩矢量方向就随着转过60°电角度,但大小始终保持不变。图1-34(c)示出了全部合成转矩的方向。

所以,同样一台无刷直流电动机,每相绕组通过与三相半控电路同样的电流时,采用三相Y形连接全控电路,在两两换相的情况下,其合成转矩增加了倍。每隔60°电角度换相一次,每个功率管通电120°,每个绕组通电240°,其中正向通电和反向通电各120°,其输出转矩波形如图1-35所示。由图1-34可以看出,三相全控时的转矩波动比三相半控时小得多,仅从0.87Tm~Tm。三相绕组Y形连接的反电动势波形及其两两导通方式下的规律如图1-36所示。

需要指出的是,这个结论对于无刷直流电动机来说并不准确,具体推导请参阅有关文献,但可用于逆变器工作方式的定性分析。

图1-33 Y形连接两两导通式转子位置

图1-34 三相Y形连接两两导通方式时的合成转矩矢量图

图1-35 全控桥时输出转矩波形

图1-36 三相绕组Y形连接的反电动势波形及其两两导通方式下的规律

这种三相两两导通的工作控制方式,总共要经历6个状态,所以也称这种方式为三相六状态。

②三三导通方式

三三导通工作控制方式是在任一瞬间有三个开关管同时导通。即VT1VT2VT3、VT2VT3VT4、VT3VT4VT5、VT4VT5VT6、VT5VT6VT1、VT6VT1VT2、…也有6个状态,在VT6VT1VT2导通时,电流从VT1流入A相绕组,经B、C两相绕组分别从VT6和VT2流出,返回电源,此时B、C两相绕组为并联,其电流为A相电流的一半,其合成转矩如图1-37(a)所示,方向同A相,大小1.5Ta。经过60°电角度后,换相到VT1VT2VT3通电,首先关断VT6而后导通VT3,一定要注意先关断VT6而后导通VT3,否则将导致电源短路,这时电流电流分别从VT1、VT2流入,经A、B相在流入C相绕组,通过VT2最后返回电源,此时A、B两相绕组为并联,其合成转矩如图1-37(b)所示。然后依次类推。它们的合成转矩矢量如图1-37(c)所示。其导通方式下的规律如图1-38所示。

图1-37 Y形连接三三导通方式时的合成转矩图

图1-38 三相绕组Y形连接的反电动势波形及其三三导通方式下的规律

三三导通工作控制方式,每隔60°电角度改变一次导通状态。但是每个开关管导通180°电角度,在电枢电流和转速相同的情况下,三三导通方式下的平均电磁转矩比二二导通方式下的要小,同时瞬时转矩还存在脉动,如果假定气隙磁密在空间呈正弦分布,则合成电磁转矩是单相电磁转矩的1.5倍。另外在三三通电工作控制方式每个开关管导通180°电角度,一个开关管的导通和关断稍有延时,就会发生直通短路,导致开关管损坏。而两两导通三相六状态工作控制方式很好的利用了方波磁场的平顶部分,使电动机出力大,转矩平稳。因此两两导通三相六状态工作控制方式在实际中最为常用。

(2)三角形连接的工作控制方式

电枢绕组三角形连接的工作方式与星形一样也有两种,即两两导通的工作控制方式和三三导通的工作控制方式。电路如图1-39所示。

图1-39 三相三角形连接控制原理图

①两两导通方式

三角形连接两两导通的工作控制方式的通电顺序与星形两两导通的工作控制方式类似,各功率管的导通顺序是VT1VT2、VT2VT3、VT3VT4、VT4VT5、VT5VT6、…。当功率管VT1和VT2导通时,电流从VT1管流入,通过A相绕组和B、C相绕组,经VT2回到电源。这时绕组连接时B、C两相绕组串联后再与A相绕组并联,若假定流过A相绕组的电流为I,则流过B、C相的电流为I/2,这时的合成转矩T0如图1-40所示,其方向同A相转矩,大小为A相转矩的1.5倍。不难看出,其结果与星形连接的三三导通方式相似。三相绕组三角形连接的反电动势波形及其两两导通方式下的规律如图1-41所示。

图1-40 三相三角形连接时两两导通方式合成转矩矢量图

图1-41 三相绕组三角形连接的反电动势波形及其两两导通方式下的规律

②三三导通方式

三角形连接三三导通的工作控制方式的通电顺序与星形三三导通的工作控制方式类似,即VT1VT2VT3、VT2VT3VT4、VT3VT4VT5、VT4VT5VT6、VT5VT6VT1、VT6VT1VT2、…也有六个状态,当VT6VT1VT2通电时,电流从VT1管流入,同时经过A相与B相绕组,再分别从VT6和VT2流出,C相则没有电流通过,这时相当于A、B相并联,假设电流的方向从A到B、B到C、C到A所产生的转矩为正,则从B到A、C到B、A到C所产生的转矩为负。如果认定流入绕组的电流所产生的转矩为正,那么从绕组流出所产生的转矩则为负,它们合成的转矩大小为。不难看出,其结果与星形连接的两两导通方式相似。所不同的是当绕组为Y连接两两通电,为两相绕组相串联,而当三角形连接三三通电时,则为两绕组并联。其合成转矩与通电规律如图1-42和图1-43所示。

图1-42 三相三角形连接时三三导通合成转矩矢量图

图1-43 三相绕组三角形连接的反电动势波形及其三三导通方式下的规律

(3)多相电动机控制方式

直流无刷电动机应用最广泛的是三相电动机,它们的各种连接方法前面已经讲过,但是三相并不是无刷直流电动机的唯一连接方法。常见的还有四相、五相等多种,其换相方法基本上同三相电动机一样,本书不再赘述。

1.2.3 无刷直流电动机的运行特性

1.电枢电流

在三相星形非桥式的无刷直流电动机中,当转子转过360°电角度时,定子电枢绕组共有三个通电状态;每一状态仅有一相导通,定子电流所产生的电枢磁场在空间跳跃着转动,相应地在空间也有三个不同的位置,有三个磁状态;每一状态持续120°电角度,这种通电方式称为一相导通星形三相三状态。每一晶体管导通时转子所转过的空间电角度称为导通角θc。显然,转子位置传感器的导磁扇形片张角θp至少应该等于导通角θc。通常为了保证前后两个导通状态之间不出现间断,就需要有个短暂的重叠时间,必须使θp略大于θc。电枢磁场在空间保持某一状态时转子所转过的空间电角度,即定子上前后出现的两个不同磁场轴线间所夹的电角度称为磁状态角,或称状态角,用θm来表示。由于一个磁状态对应一相导通,所以角θc和θm都等于120°。当电动机是p对极时,位置传感器转子沿圆周应有p个均布的导磁扇形片,每个扇形片张角θp≥360°/(3p)。下面以三相非桥式星形接法两极电动机为例,分析无刷直流电动机的运行特性。按1.2.2节所述的工作原理,该种接法时的θcm=120°。为了便于分析,首先如下基本假设:

图1-44 电枢绕组感应电动势波形

①转子磁钢产生的磁场在气隙中沿圆周按正弦分布;

②忽略电枢绕组的电感,电枢电流可以突变;

③忽略开关管关断过渡过程,认为每相电流能瞬时产生和切除。无刷直流电动机A相电压平衡方程式为:

Ua=ea+iaRa+ΔUT (1-18)

式中,Ua为电源电压;ea为电枢绕组感应电势;ia为电枢电流;Ra为电枢绕组平均电阻;ΔUT为功率晶体管饱和管压降。

绕组感应电动势:

ea=Emsinωt (1-19)

感应电动势最大值:

Em=2πfWAΦ (1-20)

式中,WA为电枢绕组每相有效匝数;Φ为每极气隙磁通;f为频率

将式(1-19)代入式(1-18),可得电枢电流

其波形如图1-45所示。导通时间内电枢电流平均值:

图1-45 电枢电流波形

当转速n=0时,Em=0,所以堵转电流:

2.电磁转矩

电动机的电磁转矩:

式中,Ω为电动机角速度。

将式(1-19)及式(1-21)代入式(1-24),可得电磁转矩:

将式(1-20)代入,可得:

由式(1-26)可以看出,在一个磁状态即在一相导通区间内,由于电势的脉动使转矩产生了波动,转矩的波动会使电动机产生噪声和运转不稳定,所以一般都希望转矩波动小。由图1-37可以看出,减小磁状态角θm可以减小电动势的脉动,因而也就减小了转矩波动。对于m相电动机磁状态角θm=2π/m,因而增加相数可以减小θm,但电动机结构和电子线路将会变得复杂。

平均电磁转矩:

转速n=0,Em=0,因而平均堵转转矩:

3.转速

将式(1-20)和代入式(1-22),可得转速:

令Ia=0,可得理想空载转速为:

4.系数Ke和Kt计算公式的推导

与一般直流电动机一样,在实际使用时,经常需要引用系数Ke和Kt来分析无刷直流电动机的运行特性,现推导这两个系数的计算公式。

(1)电动势系数Ke

电动势系数Ke是当电动机单位转速时在电枢绕组中所产生的感应电动势平均值。由式(1-22)可以看出,感应电动势平均值为:

Ea=0.827Em

因而由式(1-19)及式(1-20)可得电动势系数:

式中,Φ为每极气隙磁通,单位为Wb;Ke为电动势系数Ke单位为V/(r·min-1)。

(2)转矩系数Kt

转矩系数Kt是当电动机电枢绕组中通入单位电流时电动机所产生的平均电磁转矩值。由式(1-22)和式(1-27)可得转矩系数为:

5.机械特性和调节特性

反映无刷直流电动机稳态特性的4个基本公式是:

电压平衡方程式 Ua=Ea+IaRa+ΔUT

感应电动势公式Ea=Ken

转矩平衡方程式Tem=T0+T2

电磁转矩公式Tem=KtIa

由上式可以看出,无刷直流电动机基本公式与一般直流电动机基本公式在形式上完全一样,差别只是式中各物理量和系数的计算式不同,另外,电源电压Ua变成了Ua-ΔUT,因此无刷直流电动机的机械特性和调节特性形状应与一般直流电动机基本相似,如图1-46和图1-47所示。

图1-46 机械持性

图1-47 调整特性

图1-46所示的机械特性曲线产生弯曲现象是由于当转矩较大,转速较低时流过开关管和电枢绕组的电流很大,这时,晶体管管压降ΔUT随着电流增大而增加较快,使加在电枢绕组上的电压不再恒定,而是有所减小,因而特性曲线偏离直线变化,向下弯曲。图中n0、Tk可分别由式(1-28)和式(1-30)计算。

由式(1-27)和式(1-29)可分别求得调节特性中的始动电压和斜率K:

也可参照一般直流电动机的表达,即

无刷直流电动机与一般直流电动机一样,具有良好的伺服控制性能,可以通过改变电源电压实现无级调速。

6.其他绕组接法时的运行特性

上面分析了较简单的三相非桥式星形接法时无刷直流电动机的运行特性。当采用其他各种接法时,电动机的4个基本关系式和特性曲线形状不变,只是关系式中各物理量、电动势和转矩系数有不同的表达式。这些表达式可以采用与上面相同的分析方法求得。表1-7和表1-8列出了常用的几种电枢绕组连接方式的有关计算式,可供使用时参考。

表1-7 各状态下的Ke、Kt系数

表1-8n0、T和Ia的计算公式

7.无刷直流电动机的电枢反应

电动机负载时电枢绕组电流所产生的磁场对主磁场的影响称为电枢反应。无刷直流电动机的电枢反应与磁路的饱和程度、电动机的转向、电枢绕组连接和通电方式有关。下面仍以三相非桥式晶体管开关电路供电的、两极三相无刷电动机为例来分析其电枢反应的特点。

图1-48 无刷直流电动机的电枢反应

图1-48为定子A相绕组的通电状态,电枢磁动势Fa

的空间位置为A相绕组的轴线方向,并保持不变。磁状态角θm=2π/3。图中1和2为磁状态角所对应的边界。电枢磁动势Fa可分解成直轴分量Fad和交轴分量Faq,当转子磁极轴线处于位置1时,直轴分量磁动势Fad对转子有最强的去磁作用;而当转子磁极轴线处于位置2时,磁动势Fad对转子又有最强的增磁作用。因此,电枢磁动势的直轴分量开始是去磁的,然后是增磁的,数值上等于电枢磁动势Fa在转子磁极轴线上的投影,其最大值为:

实际计算时,应根据电动机可能遇到的情况(如启动、反转等)所产生的最大值考虑。

在无刷直流电动机中,由于磁状态角θm比较大,电枢磁势的直轴分量就可能达到相当大的数值,为了避免使永磁转子失磁,在设计中必须予以注意。

当转子磁极轴线位于θm/2位置处,电枢磁场与转子磁场正交,电枢磁势Fa为交轴磁势,在无刷直流电动机中,对于永磁体为径向充磁的结构,由于转子永磁体的磁阻很大,因此由电枢磁势交轴分量Faq所引起的气隙磁场波形的畸变就显得较小,一般可以不计。对于切向充磁的永磁体,由于转子主极靴的磁阻很小,故交轴电枢磁势可导致气隙磁场发生较大畸变,使气隙磁场前极尖部分磁感应强度加强,后极尖部分磁感应强度削弱,如果磁路不饱和,则加强部分与削弱部分相等,总磁通保持不变。否则产生一定的饱和去磁作用。此外,畸变的气隙磁场换将引起转矩脉动的增加。

8.正反转控制

对于普通的有刷直流电动机,只要改变励磁磁场的极性、或改变电枢绕组的控制电压的极性,就可改变电动机的转向。而对于无刷永磁直流伺服电动机来说,由于磁极为永磁体,其极性无法直接改变。且功率管的导电是单极性的,要想改变电枢电压的极性,一般要通过改变功率开关管的逻辑关系来实现。

(1)无刷直流电动机正反转的原理

虽然无刷直流电动机的正反转不能通过改变电源电压的极性来实现,然而它正反转的原理与有刷直流电动机是一样的。图1-49表示了一台四相星形无刷直流电动机在旋转过程中定转子磁场之间的相互关系。每相绕组导通角为90°电角度,其相应的驱动信号如图1-50所示。

在图1-49中,我们可以看到:

①当U相绕组通电时,电流方向和转子永磁体位置如图(a)中状态所示,永磁体转子按顺时针方向转动。如果此时换成W相绕组通电,则定子磁场就相对图(a)状态旋转过180°电角度,如图(a′)中状态所示,永磁体转子便按逆时针方向转动。

图1-49 相导通方式星形四相四状态无刷直流电动机

图1-50 一相导通星形四相四状态无刷直流电动机的驱动信号

②当V相绕组通电时,永磁体转子按顺时针方向转动,如图(b)中状态所示,此时仍为V相绕组通电,如图(b′)中状态所示,转子便按逆时针方向转动。

③当W相绕组通电时,永磁体转子按顺时针方向转动,如图(c)中状态所示。如果此时换成U相绕组通电,则定子磁场就相对图(c)状态旋转过180°电角度,如图(c′)中状态所示,转子便按逆时针方向转动。

④当X相绕组通电时,永磁体转子按顺时针方向转动,如图(d)中状态所示。此时仍为X相绕组通电,如图(d′)中状态所示,转子便按逆时针方向转动。

由上面的分析可以看到,当无刷直流电动机电枢绕组的通电状态按图(a)→(b)→(c)→(d)→(a)顺序连续变化时,永磁体转子便按顺时针方向转动。如果电枢绕组的通电状态按图(a′)→(b′)→(c′)→(d′)→(a′)顺序连续变化时,则永磁体转子就按逆时针方向转动。比较图(a)和图(a′),图(b)和图(b′),图(c)和图(c′),图(d)和图(d′)状态,可以实现它们的定子磁场之间相差180°电角度,这与有刷直流电动机实现正反转的原理是一致的。

那么怎样实现状态由图(a)到图(a′)、图(b)到图(b′)、图(c)到图(c′)、图(d)到图(d′)的转换呢?众所周知,电动机状态电枢绕组的通电状态是借助驱动信号来控制的,当电动机接顺时针方向转动时,其相绕组U、V、W、X分别与驱动信号Uu、Uv、Uw、Ux一一对应,我们只要在本应是U相绕组通电的转子位置上,不让U相绕组通电,而让W绕组通电,也就是在此刻把驱动信号Uu去驱动W相绕组,使W相绕组通电,便实现了由状态图(a)到图(a′)的切换。同理,把Uv去驱动X相绕组,使X相绕组通电;把Uw去驱动U相绕组,使U相绕组通电;把Ux去驱动V相绕组,使V相绕组通电。采用接触式或无接触式联动开关就可以同时完成由图(a)到图(a′)、图(b)到图(b′)、图(c)到图(c′)、图(d)到图(d′)的切换。从而实现了电动机由顺时针方向转动到逆时针方向转动的变换。图1-51是它的原理图,图中虚线方块为联动开关。

图1-51 一相导通星形四相四状态

(2)无刷直流电动机实现正反转的方法

无刷直流电动机实现正反转的方法有两种:第一种方法是在电动机中装置两套转子位置传感器,每一套传感器对应一个转向。两套传感器之间的安装关系是:如果两个传感器的转子同轴同角度安装,则它们的定子要相差180°电角度。如果两个传感器的定子同角度安装,则它们的转子要相差180°电角度同轴安装。由于采用了两套转子位置传感器,增加了电动机的体积和重量,所以这种方法并不十分理想。

第二种方法是在一套转子位置传感器的条件下,借助逻辑电路来改变功率开关晶体管的导通顺序,从而实现电动机的正反转,下面以封闭式三相六状态为例介绍一种控制无刷直流电动机正反转的典型线路。

封闭式三相六状态无刷直流电动机采用桥式驱动电路,它有6组转子位置传感器的输出信号,传感器的转子扇形片的张角为120°电角度,相邻两个输出信号之间具有60°电角度的重合区,如图1-52所示。电动机控制电路如图1-53所示。正反转的控制逻辑可由软件实现,详见1.2.4节内容。

图1-52 封闭式三相六状态无刷直流电动机的驱动信号

图1-53 封闭式三相六状态无刷直流电动机的控制电路

1.2.4 无刷直流电动机的应用

1.基于专用芯片的无刷直流电动机控制器

常见无刷直流电动机专用控制芯片的特点以及参数见表1-9。

表1-9 部分无刷直流电动机控制芯片简表

这些专用集成电路内部都含有一个转子位置译码电路,接受转子位置信号。虽然无刷直流电动机的位置传感器有多种,但是,专用集成电路中绝大多数都是为霍尔开关式转子位置传感器设计的。此外,专用芯片一般都具有正反转、起停、制动等控制,还具有过流、欠压等保护功能。

采用集成电路芯片为核心构成无刷直流电动机调速系统具有硬件简单、调试方便、开发周期短、性能稳定、运行速度快等优点。但是,由于集成芯片构成的系统设计不灵活,数字化程度不高,具有一定的局限性。因此,基于专用芯片的无刷直流电动机控制系统适用于一些要求简单,性能不高,实时性要求较高的场合。下面以MC33035构成的无刷直流电动机控制系统为例,介绍无刷直流电动机专用芯片控制原理。

图1-54 MC33035的引脚和封装

(1)无刷直流电动机专用控制芯片MC33035介绍

MC33035是一种无刷直流电动机控制专用芯片,该芯片采用双极性模拟工艺制造,可在恶劣的工业环境条件下保证高品质和高稳定性。其典型的电动机控制功能包括开环速度、正向或反向、以及运行使能等,还可以引入电子测速器(如Motorola公司的MC33039)构成闭环调速系统。

其主要特点如下:

①工作电源电压范围很宽,有10~30V;

②可以方便地实现电动机的正反转控制,速度控制和制动;

③内部有锯齿波振荡器,可以根据需要设置

PWM的调制频率;

④具有故障检测与处理功能:包括欠压、过热、误码、过流等;

图1-54是MC33035芯片的封装和外部引脚图。

由图可见,该芯片具有24个引脚,DIP封装。其各引脚功能如表1-10所示。

表1-10 MC33035各引脚定义

MC33035内部结构图如图1-55所示。

MC33035内部的转子位置译码器主要用于监控三个传感器输入,以便系统能够正确提供高端和低端驱动输入的正确时序。传感器输入可直接与集电极开路型霍尔效应开关或者光电耦合器相连接。此外,该电路还内含上拉电阻,其输入与门限典型值为2.2V的TTL电平兼容。用MC33035系列产品控制的三相电动机可在最常见的四种传感器相位下工作。MC33035所提供的60°/120°选择可使MC33035很方便地控制具有60°、120°、240°或300°的传感器相位电动机。其三个传感器输入有8种可能的输入编码组合,其中6种是有效的转子位置,另外两种编码组合无效。通过6个有效输入编码可使译码器在使用60°电气相位的窗口内分辨出电动机转子的位置。

图1-55 MC33035内部结构图

电动机通/断控制可由输出使能来实现,当该引脚开路时,连接到正电源的内置上拉电阻将会启动顶部和底部驱动输出时序。而当该引脚接地时,顶端驱动输出将关闭,并将底部驱动强制为低,从而使电动机停转。

MC33035中的误差放大器、振荡器、脉冲宽度调制、电流限制电路、片内电压参考、欠压锁定电路、驱动输出电路以及热关断等电路的工作原理及操作方法与其他同类芯片的方法基本类似,不多赘述。

(2)MC33035应用实例

图1-56所示的三相应用电路是具有全波六步驱动的一个开环电动机控制器的电路连接图。其中的功率开关三极管为达林顿NPN型,下部的功率开关三极管为N沟道功率MOSFET。由于每个器件均含有一个寄生箝位二极管。因而可以将定子电感能量返回到电源。其输出能驱动三角形连接或星形连接的定子。如果使用分离电源,也能驱动中线接地的Y形连接。用于底部驱动的电源是由VC(引脚18)提供的。这种独立供电方式使得设计人员修改驱动电压十分灵活,不依赖于VCC

在任意给定的转子位置,图1-56所示的电路中都仅有一个顶部和底部功率开关有效。因此,通过合理配置可使定子绕组的两端从电源切换到地,并可使电流为双向或全波。

3脚为电动机正反向控制引脚,MC33035无刷直流电动机控制器的正向/反向输出可通过翻转定子绕组上的电压来改变电动机转向。当输入状态改变时,指定的传感器输入编码将从高电平变为低电平,从而改变整流时序,以使电动机改变旋转方向。

内部转子位置译码器监控图中三个传感器输入(引脚4,5,6)以提供顶端、底端驱动输入的正确时序。对于三个传感器输入,有8种可能的输入编码组合,其中6种是有效的转子位置,利用6个有效编码,译码器可以在使用60°电气相位的窗口内分辨出电动机转子位置。

图1-56 三相六步全波电动机控制电路

电动机通/断控制由输出使能(引脚7)来实现,当该引脚开路时,内部25μA的电流源启动顶部与底部驱动输出时序。接地时,顶部驱动输出关闭并且底部驱动强制为低,使电动机停转,同时故障输出激活。

误差放大器提供高性能,全补偿误差信号放大器,具有可访问输入和输出端(引脚11,12,13)用来使闭环电动机速度控制更容易实现。本例为开环,MC33035的8引脚输出为6.25V标准电压,由RT、CT组成了一个RC振荡器,所以10引脚的输入近似一个三角波,其频率由决定。R2为控制无刷电动机转速的电位器,通过该电位器改变11引脚对地的电压,从而改变内部比较器的输出方波的占空比,比较器的输出为我们所需的PWM信号,从而来改变电动机的转速。

23脚可实现制动控制,23脚悬空时为高电平(内部电路保证),电动机进行制动操作,它使三个上侧驱动输出开路,三个下侧驱动输出为高电平,外接逆变桥下侧三个功率管开关导通,使电动机三个绕组端对地短接,实现能耗制动。芯片内部电路确保避免逆变桥上下开关出现同时导通的危险。23脚接地时,电动机正常运转。

严重过载的电动机持续使用将导致过热甚至烧毁。为此,MC33035通过检测电阻Rs上的电压来检测电动机定子绕组电流,电流检测输入监控引脚(引脚9和引脚15),并与内部100mV参考电压作比较,当电流检测比较器输入端有一个大约3.0V的共模输入范围如果超过了电流检测门限,比较器复位低锁存器,并终止输出开关导通。检测电阻一般用受温度影响较小的康铜丝或者锰铜丝做成,监测电阻阻值不能太大,一般取小于0.3Ω,参数的选取跟电动机的最大允许电流有关。由于前沿尖峰通常在电流波形中出现,并会导致芯片内部比较器误动作产生,因此,通过在电流检测输入处串联一个RC滤波器来抑制尖峰。

集电极开路故障输出(引脚14)的设计是用来在系统工作故障时提出诊断信息。它有一个16mA的灌入电流能力可以直接驱动一个发光二极管来提供指示。

MC33035的17引脚的输入电压低于9.1V时,由于17脚的输入连接内部一比较器的同相输入端,该比较器的反相输入为内部-9.1V标准电压,此时MC33035通过与门将驱动下桥的三路输出全部封锁,下桥的三个功率三极管全部关断,电动机停止运行,起欠压保护作用。过热保护等功能芯片内部电路提供,无须设计外围电路。

MC33035可以在某些控制精度要求较高的场合下,必须采用闭环控制,为此可以采用MC33035和同系列的配套芯片MC33039以及少量外围器件来组成闭环系统,框图如图1-57所示,该图中,虚线框包围的部分是MC33035芯片实现的主要功能,MC33039用来产生与速度成比例的输入电压,进行速度检测并进行速度反馈。

此外,若对外围电路稍加改动,还可以很好地控制四相步电动机和有刷直流电动机。

图1-57MC33035闭环控制系统图

2.基于单片机的无刷直流电动机控制

专用集成芯片技术的发展促进了无刷直流电动机控制技术的飞速发展,但是也存在系统设计不灵活、不可编程、不便于升级和电路数字化不高的缺点。采用以单片机为主的数字控制可以克服这些缺点,是无刷直流电动机的主要控制手段。

图1-58是一个用单片机控制无刷直流电动机的例子。由于要使用PWM控制无刷直流电动机的转速,因此选用带PWM口的单片机,本例选用C8051单片机。C8051的P1口作为输出口,通过驱动器7407控制全桥驱动电路上桥臂的P沟道MOSFET(VT1、VT3、VT5)。通过与门7409控制下桥臂的N沟道MOSFET(VT4、VT6、VT2)。C805l的P0.0作为PWM输出口来控制电动机的转速。P0.4、P0.5、P0.6作为位置信号输入口,连接位置传感器输出的控制信号。C8051的所有输出口都接上拉电阻,与5V负载电平相匹配。下面介绍该单片机控制无刷直流电动机电路所能实现的功能。

图1-58无刷直流电动机单片机控制原理图

(1)换相控制

本例中采用三相全桥星形连接(也可以采用三相全桥角形连接)。无论使用两两导通方式还是三三导通方式,都有6种导通状态。转子每转60°换一种状态,导通状态的转换通过软件来完成。软件控制导通状态转换非常简单,即根据位置传感器的输出信号H1、H2、H3,不断地取相应的控制字送P1口来实现。因此,如果采用霍尔式位置传感器,根据P1口与MOSFET管的连接关系。两两导通和三三导通方式的控制字分别如表1-11、表1-12所列。

表1-11 两两导通方式控制字(正转)

表1-12 三三导通方式控制字(正转)

由于利用软件进行导通状态转换,可以在软件中很容易地进行两两导通方式和三三导通方式的相互切换,通过键盘让用户选择导通方式。

(2)转速控制

无刷直流电动机的转速控制原理与普通直流伺服电动机一样,可以通过PWM方法来控制电枢的通电电流,从而实现转速的控制。

本例中,通过C8051的PWM口,控制三个与门7409的B输入端。当PWM口输出低电平时,使与门7409输出低电平,开关电路的MOSFET管VT4、VT6、VT2被封锁;当PWM口输出高电平时,与门7409的输出状态取决于单片机的控制字,MOSFET管VT4、VT6、VT2的导通与截止按正常换相状态进行。

由于采用了PWM口,单片机可以自动地输出PWM波,减轻了单片机的负担。

(3)转向控制

从前面的介绍我们已经了解到无刷直流电动机的正反转控制原理:只要改变开关管的导通顺序,就可以实现改变无刷直流电动机的转向。

在本例中,转向的控制也是通过软件来完成的,通过送反转控制字到P1口即可。电动机反转控制字如表1-13、表1-14所列。

表1-13 两两导通方式控制字(反转)

表1-14 三三导通方式控制字(反转)

(4)启动电流控制

图1-58的限流电路是由采样电阻R和比较器LM324硬件组成。当电动机启动时,启动电流增大,在采样电阻R上的压降增大,当压降等于给定电压U0时,比较器LM324输出低电平,使MOSFET开关管VT4、VT6、VT2被关断。R上的电流迅速减小。R上的压降也减小,当压降降到小于给定电压U0时,比较器输出高电平,使MOSFET开关管VT4、VT6、VT2恢复正常的通断顺序。通过该方法,电流被限制在U0/R上下,达到限流的目的。

3.基于DSP的无刷直流电动机控制

在直流电动机的控制部分我们已经对TI公司针对电动机控制而设计的DSP芯片——TMS320LF2812做了简单的介绍。由于DSP芯片具备丰富的外设资源和快速运算能力,在电动机全数字实时控制中应用越来越广泛。下面介绍以DSP为控制核心构成的无刷直流电动机全数字控制系统。

本例所用的三相无刷直流电动机只有一对磁极,采用三相星形连接。定子相电感为40mH,相电阻190mΩ,转速5000rpm时的电流极限为4.3A,转矩常数17.2mN·m/A,直流供电电压12V,感应电动势波形为梯形。

(1)控制原理

图1-59是用TMS320LF2812DSP实现三相无刷直流电动机调速的控制和驱动电路。在这个例子中,三个位置间隔120°分布的霍尔传感器H1、H2、H3经整形隔离电路后分别与TMS320LF2812的三个捕捉引脚CAP1、CAP2、CAP3相连,通过产生捕捉中断来给出换相时刻,同时给出位置信息。由于电动机每次只有两相通电,其中一相正向通电,另一相反向通电,形成一个回路,因此每次只需控制一个电流。用电阻R作为廉价的电流传感器,将其安放在电源对地端,就可方便地实现电流反馈。电流反馈输出经滤波放大电路连接到TMS320LF2812的ADC输入端ADCIN00,在每一个PWM周期都对电流进行一次采样,对速度(PWM占空比)进行控制。

DSP通过PWM1~PWM6引脚,经一个反相驱动电路连接到6个开关管,实现定频PWM和换相控制。

图1-60是对本例中三相无刷直流电动机用软件实现全数字双闭环控制的框图。给定转速与速度反馈量形成偏差,经速度调节后产生电流参考量,它与电流反馈量的偏差经电流调节后形成PWM波占空比的控制量,实现电动机的速度控制。电流的反馈是通过检测电阻Rs上压降来实现的。速度反馈是通过霍尔位置传感器输出的位置量,经过计算得到的。位置传感器输出的位置量还用于控制换相。

(2)电流的检测和计算

电流的检测是用采样电阻Rs来实现的。电阻值的选择可考虑当过流发生时能采样到的最大电压,起到过流检测的作用。例如,4.3A对应A/D转换后的最大10位数字量3FFH,0A对应转换后的最小10位数字量000H。每一个PWM周期对电流采样一次。如果PWM周期设为50μs,则电流的采样频率应为20kHz。

图1-59基于DSP控制和驱动电路

图1-60三相无刷直流电动机调速控制框图

在一个PWM周期中何时对电流进行采样,这个问题需要我们注意。如果对开关管采用单极性PWM控制(即两个对角开关管中的上桥臂开关管采用定频PWM控制,另一个开关管常开),在PWM周期的“关”期间,电流经过那个常开的开关管和另一个开关管的续流二极管形成续流回路,这个续流回路并不经过电流检测电阻Rs,因此在Rs上没有压降,所以在PWM周期的“关”期间不能采样电流。如果对开关管采用双极性PWM控制(即两个对角开关管都采用同样的定频PWM控制),在PWM周期的“关”期间,电流经过同一桥臂的另两个开关管的续流二极管到电源形成续流回路,在电阻Rs上有反向电流流过,产生负压降。所以在PWM周期的“关”期间也不能采样电流。另外在PWM周期的“开”的瞬间,电流上升并不稳定,也不易采样。所以电流采样时刻应该是在PWM周期的“开”期间的中部,如图1-61、图1-62所示(以对VT2、VT5开关管的控制为例)。它可以通过DSP定时器采用连续增减计数方式时周期匹配事件启动ADC转换来实现。

图1-61单极性PWM控制时电阻上的电压波形

图1-62双极性PWM控制时电阻上的电压波形

本例中的电流调节采用比例调节。即

COMPk=COMPk-1+elkK

式中,COMPk为产生下一个PWM的比较值;elk为第k次电流偏差;K为比例系数。比例系数K与电动机的参数有关。可根据下式确定:

式中,S为一个PWM周期中的定时时钟个数;Δi为占空比等于100%时的电流最大偏差。为了简明,本例中取K=1。

电流调节输出的控制量(COMP)还应该在极限范围内,本例的范围是[0,500],因此当

CMPR值大于500时,取CMPR为500,否则,当CMPR值小于0时,取CMPR为0。

(3)位置检测和速度计算

图1-63 传感器输出波形与电流波形对应关系

根据前面讲述的三相无刷直流电动机控制原理,为了保证得到恒定的最大转矩,就必须要不断地对三相无刷直流电动机进行换相,并且掌握好恰当的换相时刻,还可以减小转矩的波动。因此位置检测是非常重要的。位置检测不但用于换相控制,而且还用于产生速度控制量。下面我们讨论如何通过位置信号进行换相控制,以及如何进行速度计算。位置信号是通过三个霍尔传感器得到的。每一个霍尔传感器都会产生180°脉宽的输出信号,如图1-63所示。三个霍尔传感器的输出信号相位互差120°。这样它们在每个机械转动周期中共有6个上升或下降沿,正好对应着6个换相时刻。通过将DSP设置为双沿触发捕捉中断功能,就可以获得这6个时刻。

但是只有换相时刻还不能正确换相,还需要知道应该换哪一相。通过将DSP的捕捉口CAP1~CAP3设置为I/O口、并检测该口的电平状态,就可以知道哪一个霍尔传感器的什么沿触发的捕捉中断。我们将捕捉口的电平状态称为换相控制字,换相控制字与换相的对应关系见表1-15,该表是根据图1-63和三相星形全桥驱动电路的通电规律所得到的。在捕捉中断处理子程序中,根据换相控制字查表就能得到换相信息,实现正确换相。

位置信号还可以用于产生速度控制量。我们都知道每个机械转有6次换相,这就是说转子每转过60°机械角都有一次换相。这样,只要测得两次换相的时间间隔Δt,就可以根据下式计算出两次换相间隔期间的平均角速度。

ω=60°/Δt

两次换相的时间间隔Δt可以通过捕捉中断发生时读定时器2的T2CNT寄存器值来获得。

表1-15 换相控制字与换相的关系

定时器2采用连续增计数方式。转子转速越低,所花的时间Δt越长,T2CNT寄存器中的值就越大。如果定时器2的周期值定为FFFFH,预分频最大设为1/128,因此每1/6机械转所用的最长时间为(计数时钟周期为50ns)。

50ns×128×216=0.4194245

每转所用的时间为:6×0.419424s=2.516544s

最低平均转速为:(60/2.516544)r/min=23.84r/min

这样可以得到一个比例关系,当T2CNT=FFFFH时,对应的转速是23.84r/min;当T2CNT=X时,对应的转速应该是23.84r/min的FFFFH/X倍。

通过这样计算所得到的速度值作为速度反馈量参与速度调节计算。

速度调节采用最通用的PI算法,以获得最佳的动态效果。计算公式如下:

Irefk=Irefk-1+Kp(ek-ek-1)+KiTek

式中,Irefk为速度调节输出。它作为电流调节的参考值;ek为第k次速度偏差;Kp为速度比例系数;Ki为速度积分系数;Tek为速度调节周期。

本例中,速度调节每62.5ms进行一次,即1250个PWM周期(每个PWM周期50μs)。因此采样周期T=0.0625s=2-4s。这样,当进行KiT乘法计算时,只需通过右移4位即可求得。速度计算和速度调节所使用的参数存放在数据区300H开始的6个单元中,AR2作为数据的地址指针。各单元存放的变量如表1-16所列。

表1-16 从300H开始的6个存储单元中的变量

三相无刷直流电动机在启动时也需要位置信号。通过三个霍尔传感器的输出来判断应该先给哪两相通电,并且给出一个不变的供电电流,直到第一次速度调节。

(4)DSP编程

根据以上所述,设计一个用TMS320LF2812DSP来控制一个三相无刷直流电动机调速的例子。采用图1-59所示的硬件电路。CPU时钟频率为20MHz,PWM频率为20kHz。通过定时器1周期匹配事件启动ADC转换,使每个PWM周期都对电流进行一次采样,并在A/D转换中断处理程序中对电流进行调节,来控制PWM输出。转子每转过60°机械角都触发一次捕捉中断,进行换相操作和速度计算。该例子的捕捉中断和A/D转换中断的程序框图如图1-64所示。

图1-64 程序流程图

4.无位置传感器的无刷直流电动机控制

虽然位置传感器为转子位置提供了最直接有效的检测方法,但是,它增大了电动机的体积,同时,由于需要多条信号线,增加了电动机的工艺要求和成本。无位置传感器无刷直流电动机制造工艺简单、体积小、可靠性高并且成本较低。无位置传感器无刷直流电动机的控制方式有多种,在要求不高的场合,可以用专用芯片,比如:Tb6520P、Tb6537P、ML4425、Si9993CS等。这些芯片的应用不再一一讲解,如果需要,可参阅相关芯片手册。

随着无刷直流电动机无位置传感器控制技术的发展和高速处理芯片的成熟,无位置传感器无刷直流电动机的控制和应用越来越广泛。下面介绍以TMS320LF2812为控制核心实现无位置传感器的无刷直流电动机的控制的例子。

(1)无刷直流电动机转子位置检测技术简介

无位置传感器无刷直流电动机的转子位置检测是通过硬件或者软件的方法实现,其方法有多种,以下均以三相无刷直流电动机为例,简单介绍其中的几个。

①反电动势积分法

这种检测方法是通过对电动机不导通相反电动势的积分信号来获取转子位置信息。当截止相反电动势过零时开始积分,对应于换向瞬时设置一个门限,用来截止积分信号。反电动势和转速之间存在线性关系,反电动势沿斜线变化的斜率和转子速度密切相关,在整个速度运行范围内,积分器的门限值保持不变,一旦达到积分门限,复位信号立即将积分器置零。为了避免积分器因为电动机启动开始积分,复位信号保持足够时间以保证电流降为零之后启动积分器。这种方法对于开关噪声不敏感,积分门限可以根据转速信号自动调节,但这种方法由于误差积累在电动机低速运行时存在一定的问题。

②续流二极管法

这种方法是通过监视并联在逆变器功率管两端的自由换向二极管的导通情况来确定电动机功率管的换向瞬时。无刷直流电动机三相绕组中总有一相处于断开状态,于是通过监视6个续流二极管的导通关断情况就可以获得6个功率管的开关顺序。这种方法同样适用于120°的导通三相六拍方波驱动的永磁无刷直流电动机。但这种方法有一个最大的不足之处就是:必须给比较电路提供6个独立的电源来检测续流二极管中的电流,而且在换向点存在位置误差。

③直接反电动势法

三相无刷直流电动机每过60°就需要换相一次,每转一周需要六次换相,因此,需要6个换相信号。在图1-65中可以看出,每相的感应电动势都有两个过零点,一共有6个过零点。通过检测和计算出这6个过零点,再将其延迟30°,就可以获得6个换相信号。直接电动势位置检测方法利用这一点进行位置检测,因此,也称此方法为过零点检测法。

(2)无位置传感器无刷电动机的DSP实现

①位置检测实现

利用上述过零点检测理论,设计出图1-66的转子位置检测电路。图中,R为相电阻;EX为相感应电动势;IX为相电流;Ux为相电压;Un为星形连接中性点电压。

根据图1-66,列出相电压方程如下:

图1-65 电流与感应电动势波形

图1-66 电动机定子某一相电路模型

对于三相无刷直流电动机,每次只有两相通电,两相通电电流方向相反,同时,另一相断电,相电流为零。因此,利用这个特点,将X分别为A、B、C相带入式(1-34)中,列出A、B、C三相的电压方程,并将三个方程相加,使和RIX项抵消,便可以得到

UA+UB+UC=EA+EB+EC+3Vn

由图1-64可知,无论哪个相的感应电动势的过零点,都存在EA+EB+EC=0的关系,所以,由上式可知,在感应电动势过零点有

UA+UB+UC=3Un (1-35)

对于断电的一相,IX为零。根据式(1-34),其感应电动势为

EX=UX-Un (1-36)

因此,只要测量出各相的相电压UA、UB、UC,根据式(1-35)计算出Un,就可以通过式(1-36)计算出任意一断电相的感应电动势。通过判断感应电动势的符号变化,就可确定过零点时刻。

②硬件系统组成

图1-67是采用TMS320LF2812DSP实现无位置传感器无刷直流电动机控制和驱动电路。在该电路中,为了计算不通电相的感应电动势,需要检测三相电压。这里采用分压电阻的方法对三相电压进行电压检测,同时,为了检测电流过流信号,对电流信号也进行了检测。所有信号都采用电容进行滤波。这样的信号检测电路结构简单,器件廉价。电流信号和各相电压信号经过放大限幅以后,分别与DSP的ADCIN00~ADCIN03通道相连。

图1-67 DSP控制和驱动电路原理图

③开关器件的控制方式

本例采用PWM控制方式,单极性。开关管的工作状态和换相对应关系如表1-17所示。这里,取换相控制字分别为2、4、6、8、10、12。

在这种控制方式下,受控的两个对角开关管中的上桥臂采用固定频率的PWM控制,另一个开关管常开。

表1-17 开关管的工作状态与换相的对应关系

④调节计算和感应电动势的计算

为了简明,电流调节和速度调节都采用比例调节。电流比例调节每隔50μs进行一次,与PWM同频率,速度比例调节每100ms进行一次。

每隔50μs对三个相电压采样一次,通过ADC转换变成数字量。根据式(1-35)求得中性点电压。因为DSP的乘法运算比除法运算快得多,在计算中性点电压时不除以3,而是保留3倍的中性点电压值。在用式(1-36)计算感应电动势时,使用3倍的相电压与3倍的中性点电压值相减,而得到3倍的感应电动势值。我们对感应电动势的大小不感兴趣,而只对感应电动势的符号变化感兴趣,因此直接用3倍的感应电动势值去判断符号的变化,而省去除法运算,提高了计算速度。

⑤换相及其计算

换相的瞬间会产生电磁干扰,这时,检测相电压容易产生较大的误差。又因为换相后感应电动势不会立即进入过零点,所以在换相后加一个延时,等待延时过后再进行相电压的检测。由图1-65可见过零点与换相点间隔30°。这就是说在测得过零点后,还要延迟一段时间才能换相,延迟的这段时间称为延迟时间。在程序中,延迟时间是采用以下方法估算的:测得转子刚转过一转所用的时间,将这个时间除以12就可以得到转过30°所用的平均时间,用这个平均时间作为下一转的六个过零点与相应的换相点之间的延迟时间。

当速度增大或者减小时,采用这种估算延迟时间的方法会在系统动态响应中产生一个负反馈作用:即当电动机减速时,估算的延迟时间要比实际所需的时间短,使换相点提前,造成电动机加速;当电动机加速时,估算的延迟时间要比实际所需的时间长,使换相点滞后,造成电动机减速。这种延迟时间的估算不会影响速度控制。

⑥软件设计

根据图1-67所示的硬件构成,设计了软件。PWM采用对称波形,固定频率20kHz。利用定时器1的周期匹配触发ADC转换,因此每隔50μs进行一次转换,转换结束后产生中断。

ADC中断子程序的框图如图1-68所示。在ADC中断子程序中,主要进行读ADC转换结果、电流调节、速度调节、中性点电压计算、延迟时间计算、感应电动势符号判别和换相准备的操作,另外在磁定位过程中,根据电流调节的结果更新PWM的占空比、磁定位结束的判别操作。

图1-68 ADC中断子程序流程图

在主程序中,初始化后进行磁定位启动电动机操作,之后的主循环程序主要进行换相操作和每50μs一次的更新PWM占空比操作,这些操作是通过调用“更新比较值或换相”子程序来实现的。该程序框图如图1-69所示。

图1-69更新比较值或换相子程序图

需要注意的是,由于本例采用的转子位置检测方法是直接反电动势检测法,也即过零点检测法。所以,电动机转速越低,其相电压越小,越难检测。因此,该例不适合于转速较低的场合。