任务一 功率场效应晶体管（MOSFET）的介绍

学习目标

◆ 熟悉MOSFET的结构及参数。

◆ 掌握MOSFET的工作原理、开关特性及驱动电路工作原理。

◆ 熟悉MOSFET的封装及主要供应商。

本任务主要介绍功率场效应晶体管（MOSFET，下文简称为MOS管），主要从以下八个方面来介绍MOS管：

（1）MOS管的结构及工作原理；

（2）MOS管的开关特性；

（3）MOS管的主要参数；

（4）MOS管并联工作和双向导通特性；

（5）MOS管的栅极驱动电路；

（6）MOS管的保护电路；

（7）MOS管的导通损耗和开关损耗；

（8）MOS管的封装及主要供应商。

一、MOS管的工作原理及参数

场效应晶体管（MOSFET）是一种全控型的电力电子开关器件。全控型器件是指通过控制信号可以使其导通，也可以使其关断。

1.MOS管的结构

MOS管的类型很多，按导电沟道可分为P沟道和N沟道；根据栅极电压与导电沟道之间的关系可分为耗尽型和增强型，功率场效应晶体管一般为N沟道增强型。功率场效应晶体管是多元集成结构，即一个器件由多个MOSFET单元组成。一个MOSFET单元结构如图2-1所示，有三个引脚，分别为源极S、栅极G和漏极D。

2.MOS管的工作原理

MOS管为电压控制型器件。所谓电压控制意为对电场能量的控制，故称作为（电）场效应晶体管。MOS管是利用多数载流子导电的器件，因而又称为单极型晶体管。MOS管电压控制机理是利用栅极电压的大小来改变感应电场所生成的导电沟道的厚度（感生电荷的多少），达到控制漏极电流i_D的目的。N沟道增强型和P沟道增强型MOS管的符号如图2-2所示。

功率MOS管有三极：漏极D、源极S和栅极G。漏源极之间有一个寄生二极管（或称体内二极管），还有输出结电容，其等效电路如图2-6所示。驱动信号加在栅极和源极之间。因此，功率MOS管也是一可控的开关器件，提供适当的驱动控制信号，可实现整流。在开关电源中，功率场效应晶体管几乎都是N沟道增强型器件。现以N沟道MOS管为例说明它的工作原理。

当栅源极间的电压V_GS≤V_TH（V_TH为开启电压，又叫阈值电压，典型值为2～4V）时，即使加上漏源电压V_DS，也没有漏极电流I_D出现，MOS管处于截止状态。当V_GS＞V_TH且V_DS＞0时，会产生漏极电流I_D，MOS管处于导通状态，且V_DS越大，I_D越大。另外，在相同的V_DS下，V_GS越大，I_D越大，即导电能力越强。

综上所述，MOS管的漏极电流I_D受控于栅源电压V_GS和漏源电压V_DS，这就是MOS管的转移特性。MOS管的转移特性是指功率场效应晶体管的输入栅源电压V_GS与输出漏极电流I_D之间的关系。仙童公司的FVTPF8N60C（7.5A，600V）MOS管的转移特性曲线如图2-3a所示。当I_D较大时，该特性基本为线性。转移特性曲线的斜率g_m=Δi_D/ΔV_GS称为跨导，表示MOS管的栅源电压对漏极电流的控制能力。仅当V_GS＞V_TH时，才会出现导电沟道，产生漏极电流I_D。转移特性表明MOS管是电压型场控器件。由于栅极的输入电阻很高，栅源极间可以等效为一个电容，所以栅源电压V_GS能够形成电场，且栅极电流基本为零。因此，MOS管的驱动功率很小。

由上述分析可知，MOS管属于电压型控制器件，可以通过栅极电压来控制漏极电流，也就是说可以通过栅极电压来控制漏源极的导通情况。MOS管FVTPF8N60C（7.5A，600V）的输出特性，即漏极电流I_D与漏源电压V_DS的关系曲线如图2-3b所示。根据栅极电压的大小，MOS管可以工作在四个不同的区域：

① 截止区：V_GS<V_TH，I_D=0。

② 非饱和区：V_GS稍大于V_TH，V_DS＞V_GS-V_TH，当V_GS不变时，I_D几乎不随V_DS的增加而变化，近似为常数。

③ 饱和区：V_GS＞＞V_TH，一般大于8V，V_DS很小（R_DS（on）很小，一般为毫欧级），I_D比较大。

④ 雪崩击穿区：V_GS继续增大到一定程度，超过了器件的最大承受能力，就进入雪崩击穿区。在应用中要避免出现这种情况，否则会造成器件的损坏。

MOS管是多数载流子器件，不存在少数载流子特有的存储效应，因此开关时间很短，典型值为20ns。影响开关速度的主要因素是器件的极间电容，开关时间与输入电容的充、放电时间常数有很大关系。

MOS管的开关过程如图2-4所示，V_p为驱动电源信号，R_s为信号源内阻，R_G为栅源极电阻，R_L为负载电阻，R_F为检测漏极电流。开通时间t_on=t_d（on）+t_r，关断时间t_off=t_d（off）+t_f，其中t_d（on）为开通延迟时间，是指栅极电压从0V变化到阈值电压V_TH的延迟时间；t_d（off）为关断延迟时间，是指栅极电压从通常的10V下降到阈值电压V_TH的时间。导通和关断延迟与温度有一定关系。温度每升高25℃，V_TH值就下降5%，开通延迟时间也随温度升高而减小。同样由于V_TH存在1%～2%的误差，所以即使在相同的温度下，开通延迟时间也会因器件的不同而有所差别。不过即使如此，在导通大电流的情况下，V_TH的较大变化并不会引起开通延迟时间的大幅度变化，因为在V_TH不变的情况下，转移特性曲线尾部转折点也会有明显的改变。栅极关断延迟也随温度的改变而改变。为了确保MOS管并联使用时电流均分，更要关注开通延迟和关断延迟的问题。

由上述分析可知，MOS管的开关过程具有如下特点：

① MOS管的开关速度和C_in充放电有很大关系。

② 可通过降低驱动电路的内阻R_s来减小时间常数，加快开关速度。因为MOS管不存在少数载流子储存效应，其关断过程非常迅速。

③ MOS管开关时间在10～100ns之间，工作频率可达1MHz以上，是主流电力电子器件中工作频率最高的。

④ MOS管是场控器件，静态时几乎不需输入电流。但在开关过程中需对输入电容充放电，因此仍需一定的驱动功率。

⑤ 开关频率越高，所需要的驱动功率越大，驱动损耗也越大。

3.MOS管的参数

（1）漏源极导通电阻R_ds（on）（简写为R_on）

漏源极导通电阻是功率MOS管的一个重要参数，它主要由器件的材质、工艺决定。同时，应选择足够大的栅源驱动电压，以保证漏极电流工作在电阻区（即饱和区），但是过高的栅极电压会增加关断时间，这是因为栅极电容储存了过多的电荷的缘故。通常对于普通的MOS管，栅源极电压取10～15V。一般来说，导通电阻R_on小、耐压V_DS高的管子品质较好。R_on与温度变化近乎呈线性关系，FVTPF8N60C中R_on与温度的关系如图2-5所示。图中所给出的R_on=1.2Ω是在V_GS=10V、常温条件下测得的。V_DS值越高，R_on受温度影响就越大。但是V_DS高的管子，R_on也大。另外，I_D增加，R_on也略有增加；栅极电压升高，R_on有所降低。

（2）跨导（g）

跨导是漏极电流和栅源电压之间的小信号关系，即g=dI_D/dV_GS。对于开关电源设计者来说，需重点关注MOS管的导通特性和关断特性，在设计过程中跨导作用不太大。由于器件处于导通态，工作在电阻区，栅极电压较高，所以栅极电压变化几乎不会改变漏极电流，此时的跨导g近似为0。

（3）寄生电容

在高频开关电源中，MOS管最重要的参数是寄生电容。图2-6为MOS管的等效电路模型，三个极间存在三个寄生电容，分别为C_GS、C_DS、C_GD。三个极间电容与输入电容C_iss、输出电容C_oss和反馈电容C_rss关系如下式所示：

C_iss=C_GS+C_GD C_oss=C_DS+C_GD C_rss=C_GD

在驱动MOS管时，输入电容是一个重要的参数，驱动电路对输入电容充电、放电将会影响开通时间和关断时间。

（4）最大漏极电流I_Dmax

I_Dmax是指当MOS管处于饱和区时，通过漏源极间的最大电流。最大漏极电流与外壳温度或结点温度有关系，MOS管FVTPF8N60C（7.5A，600V）的漏极电流与外壳的温度关系如图2-7所示。图中所表明的电流7.5A是在外壳温度为25℃下测得的。当外壳温度上升到100℃时，漏极最大的持续电流为4.6A。MOS管FVTPF8N60C的数据手册可以在飞兆网站上查得。

（5）漏源击穿电压V_DS

漏源电压就是漏区和沟道体区PN结上的反偏电压。这个电压决定了器件承受的最高工作电压。V_DS随温度而变化，在一定范围内，结温每升高10℃，V_DS值大约增加1%。随着结温的上升，MOS管的耐压值是上升的。这是MOS管的特点之一。

（6）栅极阈值电压V_GS（th）（又称开启电压）和最大栅极电压V_GSmax

当外加控制栅极电压V_GS超过V_GS（th）时，漏区和源区的表面反型层形成了连接的沟道。在实际应用中，常将漏极短接到栅极，流过漏极的电流I_DS=1mA时的栅源极电压V_GS为栅极阈值电压V_GS（th），V_GS（th）具有负温度系数。

栅源极间的硅氧化层的耐压是有限的，如果实际的电压值超过额定值，器件就会被击穿，产生永久性的破坏。大部分MOS管的栅源极电压最大值在20～30V之间。当MOS管工作时使用了栅极输入电阻，并且将较大供电电压的电路快速关断，器件内部的米勒电容（C_GS和C_GD）就会耦合一个电压尖峰到栅极，引起栅极电压超限。

现以一个工作于直流电压为160V（最大可为186V）电路中的正激变换器为例进行分析。当MOS管在最大电压下关断，它的漏极电压上升到2倍最大电压即372V。这个正向电压前沿的一部分耦合到栅极，由C_rss和C_iss分压，对于FVTPF8N60C管，C_rss=12pF，C_iss=965pF。那么耦合回栅极的电压为372V×12÷（965+12）=4.6V。

如果这个电压值超过了最大栅源极间电压，就会损坏栅极。栅极电阻会减小这个电压的幅值，但是如果考虑电压瞬态过程和漏感尖峰，则这个耦合回栅极的电压很可能达到损坏器件的临界点。因此，较好的设计方法是用一个18V的齐纳二极管来限制栅极电压。一些制造商建议将钳位二极管安装在驱动输入端与栅极串联电阻之间，这个栅极串联电阻值参考值为10～100Ω。值得注意的是，如果栅极串联电阻值过大，漏极到栅极的容性反馈容易引起高频振荡。

（7）漏源极间的体内二极管（又称反并联二极管）

由于源极金属电极将N+区和P区短路，因此源极与漏极之间形成了一个寄生的二极管，这就是MOS管体内的二极管，又称为反并联二极管，如图2-6所示。体二极管可提供开关电源感性线圈无功电流通路。

体二极管的极性可以阻止反向电压通过MOS管，其反向额定电压值与MOS管的标称值一致。它的反向恢复时间比普通的整流二极管短，比快速恢复型二极管长。制造商数据手册列出了各种MOS管的体二极管的反向恢复时间。由于在漏源之间一般不会施加反向电压（对于N沟道MOS管，源极相对于漏极为负；对于P沟道MOS管，源极相对于漏极为正），所以这个寄生二极管对于大部分开关电源拓扑是没有什么影响的。但有一些情况下也需要MOS管承受反向电压，尤其是在半桥和全桥拓扑中。不过在这些拓扑中驱动信号都有一个死区时间，这个死区时间是指从体二极管导通的时刻（储存在变压器漏感中的能量反馈到电网时）到它被施加反向电压的时刻。死区使正向电流和反向电压之间有延迟，所以MOS管的体二极管较弱的反向恢复特性对开关电源的拓扑是没什么影响的。

然而，如果一个全新的电路拓扑需要MOS管承受反向电压，则必须在漏极串联一个阻断二极管VD₁（见图2-8）。由于体二极管的存在，对于电动机驱动电路或具有电感负载的电路可能会存在反向电流流过MOS管体二极管的问题。高频谐振电路拓扑通常要求开关管必须能在承受正向电流以后立即承受反向电压。这种情况可以利用如图2-8所示的电路来解决。图中的二极管VD₁用来阻止反向电流流过MOS管中的体二极管，快速反向恢复二极管VD₂用来为反向电流提供通路。

二、MOS管并联工作、双向导通特性和MOS管的损耗

1.MOS管并联工作

MOS管并联工作时，需要考虑两个问题：①满载情况下，并联器件完全导通时的静态电流分配是否均衡；②通断转换过程中，它们的动态电流是否分配均衡。静态电流分配不均衡是由并联器件的导通电阻R_on不相等引起的。R_on较低的器件分担了比平均值更大的电流，这就像一组并联电阻，阻值最小的电阻分担了更多的电流。MOS管在并联情况下，无论是静态还是动态情况，如果一个MOS管分担了更多的不均衡的电流，发热将会更严重，很容易被损坏或者造成长期的可靠性隐患。

前面已解释过，因为MOS管的R_on具有正温度系数，所以MOS管不会发生二次击穿。如果芯片中的一小部分区域吸收了更多的电流，则这个区域将发热得更严重一些，R_on就会随之增大，于是部分电流就会转移到相邻区域，电流密度得到平衡。一定范围内这个机制也适用于并联的分立MOS管。但是仅仅靠自身的调节机制不足以降低较热器件的工作温度，这是因为，R_on的正温度系数并不是很大，需要较大的器件温差才能转移较大的过多电流。然而如果器件之间的温差太大，那么较热器件的温度就会很高，这将降低器件的可靠性，必须避免这种情况发生。这个自调节机制对于单个芯片内的效果较好，这是因为芯片内的所有区域都存在热耦合。而在分立MOS管情况下，因为各个器件外壳独立而只是共用散热器，甚至连散热器也是独立的，其间的热耦合非常弱，所以这种自调节机制的效果不甚理想。

为了提高静态电流的均衡程度，具有独立外壳的MOS管并联工作时应共用同一个散热片，而且应当尽可能靠近。现在很多厂家都提供这种多个MOS管封装在一起且共用一个衬底和一个散热器的产品。如果只能使用独立封装的MOS管，而且距离较远不能共用同一个散热器，那么就需要严格匹配并联器件的R_on才可能保证电流均衡。

对于动态均流而言，并联器件的跨导曲线必须重合。如果所有并联工作器件的栅极在同一时刻具有相等的电压，而跨导曲线不重合，那无论是导通状态还是关断状态，各个器件漏极在同一时刻都会承担不同的电流。对于并联器件的选配，栅极阈值电压的匹配就没那么重要。如果使用n个器件并联承担总电流I_t，即使栅极阈值电压存在较大的失配，在同样的栅极电压下，这些器件也将匹配并分担尽可能相同的电流I_t/n。

对称的电路设计对均衡动态电流也是很重要的因素（见图2-9）。从栅极驱动器共同的输出点到栅极端子的引线长度应该相等。从MOS管源极端子到共同节点的引线也应相等，而且这个共同节点应当尽可能地置于地线的同一节点上。地线节点应该和辅助电源的地线等电位，而且它们之间的连线应当尽量短。最后，为防止并联的MOS管发生振荡，需要在栅极驱动线路上串联10～20Ω的电阻或铁氧体磁珠。

2.双向导通特性

由上述对MOS管的工作原理分析可知，当栅极电压V_GS大于开启电压V_TH时，漏极和源极之间形成N型沟道，由于N型沟道的电阻很小，故在漏源正电压V_DS的作用下，电子从源极流向漏极，或者说，正电荷从漏极流向源极，这就是被普遍利用的MOS管正向导电特性。事实上，栅极电压V_GS的作用仅仅是形成漏极和源极之间的N型导电沟道，而N型导电沟道相当于一个无极性的等效电阻。因而从理论上分析，若改变漏源极的电压极性，即漏源极间加上反向电压，电子会反向从漏极流向源极，正电荷将从源极流向漏极，实现MOS管反向导电特性。由此可知，MOS管实际上是一个双向导电器件，只是在以往的应用中极少利用到它的反向导电特性，从而形成了MOS管只能单向导电的一般概念［4］。

为了证明MOS管的双向导电能力，建立如图2-10所示的实验电路［2］。MOS管采用IRF044，MOS管漏源间施加的电压V_in是频率为1kHz、正向峰值电压为2V、反向峰值电压为-2V的交流方波电压，以观察MOS管正反向导电特性。在图2-10a中，无栅极驱动电压，MOS管的反向体内二极管可以导电。在图2-10b中，栅极驱动电压为8V，MOS管导电。

图2-11为栅极驱动电压为0时的仿真和实验波形。从图2-11a中可见，在V_in的正半周，MOS管及其体二极管均截止，电流无法流通，漏源间电压为正向峰值电压2V。在V_in的负半周，-2V反向峰值电压高于MOS管反向体二极管的正向导电压降V_th(BD)，电流流经体二极管和负载电阻R₁，漏源间电压等于体二极管的正向导通电压降0.74V。从图2-11中可看出，仿真和实验结果完全吻合。

栅极驱动电压为8V时，MOS管的双向导电仿真和实验波形如图2-12所示。从图中可知，在V_in的正半周，MOS管导通，正向电流从漏极流向源极，此时漏源极电压为正值；在V_in负半周，MOS管也导通，反向电流从源极流向漏极，此时的漏源极电压为负值。查IRF044的数据手册得R_DS(on)只有26.5mΩ，仿真得出漏源极电压的幅值绝对值约为28.5mV，与实验波形得到的结果基本一致，这说明此时漏源极电压非常低。实验和仿真结果证明了MOS管的双向导电能力。

3.MOS管的导通损耗和开关损耗

MOS管用于开关电源拓扑中工作时产生的损耗分为开关损耗和导通损耗。开关损耗为MOS管从导通（关断）转换为关断（导通）时的所有损耗。开关频率越高，开关每秒钟转换状态的次数就越多，因此开关损耗与开关频率成正比。MOS管开关时的电压和电流波形如图2-13所示。由图可知，开关转换的过程中存在电压-电流交叠，使得电压和电流的乘积不为零。而其导通时的压降多数情况下不接近零。导通压降最高的例子之一为Topswitch，一种用于中等功率离线式反激电源的集成开关电路，其导通压降超过15V，致使芯片工作时电流和温度超过额定值。一般情况下，当电感电流完全从二极管转移到开关后，电压和电流乘积仍然很大，这个损耗即为开关损耗的导通损耗P_cond。它与交越损耗相当，甚至可能比其更显著。

与交越损耗不同，导通损耗与频率无关，它与占空比有关。例如，假设占空比为0.6，在一个可测时间间隔内，如1s，开关导通时间为0.6s，而导通损耗仅在开关导通阶段产生，此时应为α×0.6，其中为α为对应常数；若假设频率加倍，1s内开关导通的时间仍为0.6s，即导通损耗仍为α×0.6。假设占空比为0.4（频率可同时加倍），导通损耗同时减为α×0.4。可见，导通损耗只取决于占空比而与频率无关。

那么，会提出一个问题：为什么开关损耗与频率有关而导通损耗与频率无关呢？原因在于导通损耗与变换器处理能量的时间一致，因此若应用条件不改变（占空比，输入和输出电压确定)，则导通损耗就不变。

计算MOS管的导通损耗的简单公式为：

式中，R_DS为MOS管的通态电阻；I_RMS为开关电流的有效值，它等于

式中，I_o为DC-DC变换器的负载电流；D为占空比。假设电流纹波比很小，则开关电流有效值近似为：

式中，I_DC为平均电流；I_RMS为开关电流的有效值。

减少导通损耗的方法是选择低通态电阻R_DS的MOS管，但试图降低MOS管的通态电阻R_DS会影响其开关速度。虽然提高栅极驱动电压，可以降低通态电阻R_DS，但是在MOS管关断时，会增加关断延迟时间，从而增加交越损耗。

三、MOS管的栅极驱动电路和保护电路

1.MOS管的栅极驱动电路

MOS管是通过栅极电压来控制漏极电流的，具有器件驱动功率小、驱动电路简单、开关速度快、工作频率高等特点。

对栅极驱动电路的要求：

① 向栅极提供所需要的栅压，以保证MOS管的可靠导通和关断。

② 为了提高器件的开关速度，应减小驱动电路的输入电阻以提高栅极充放电速度。

③ 通常要求主电路与控制电路之间要采用电气隔离。

④ 应具有较强的抗干扰能力，这是因为MOS管的工作频率和输入阻抗都较高，易被干扰的缘故。

根据实际电路中的应用，MOS管的栅极驱动电路大致分为以下三类：

（1）直接驱动电路

当PWM控制芯片与拓扑结构中的MOS管共地时，PWM信号可以直接驱动MOS管，其电路如图2-14a所示。图中电阻R₁的作用是限流和抑制寄生振荡，一般为10～100Ω，R₂为关断时提供放电回路；稳压二极管VD₁和VD₂是保护MOS管的栅源极不被击穿而造成永久性的破坏；二极管VD₃用来加速MOS管的关断。

（2）互补晶体管驱动电路

当MOS管的功率很大时，PWM控制芯片输出的PWM信号不足以驱动MOS管，这时可以增加互补晶体管来提供较大的驱动电流以驱动MOS管，其驱动电路如图2-14b所示。

当V_p为高电平时，晶体管VT₁导通，V_CC通过R₁和R₃给MOS管VF提供驱动电压；当V_p为低电平时，晶体管VT₂导通，VF的栅极电压通过VD₃和VT₂放电。电阻R₁和R₃的作用是限流和抑制寄生振荡，一般为10～100Ω，R₂为关断时提供放电回路；二极管VD₃用来加速MOS的关断。

（3）耦合驱动电路（利用驱动变压器耦合）

当驱动信号和拓扑结构中的MOS管不共地或者MOS管的源极为浮地的情况下，比如Buck变换器、双管正激变换器、半桥变换器和全桥变换器等中的MOS管，则可利用变压器实现耦合驱动，电路如图2-14c所示。驱动变压器的作用：①解决MOS管浮地的问题；②解决MOS管与驱动信号不共地的问题；③减少干扰。

2.MOS管的保护电路

虽然MOS管没有二次击穿现象，具有比较大的直流和脉冲安全工作区，但在很多场合下，为确保MOS管能更安全可靠地工作，还要采取一些保护措施，保护电路如图2-15所示。图中的R₃、VT₁起过电流保护的作用，R₄、C₁用于吸收电压尖峰，以免MOS管被击穿。

四、MOS管的封装及主要供应商

1.MOS管的封装

MOS管的封装类型很多，主要有以下12种：

2.MOS管的主要供应商

MOS管的主要供应商主要有以下几家公司：

① 安森美半导体有限公司（onsemi.cn）；

② 赛意法半导体有限公司（st.com）；

③ 威世公司（vishay.com）；

④ 英飞凌半导体有限公司（infineon.com）；

⑤ 国际整流器公司（irf.com）；

⑥ IXYS半导体有限公司（ixys.com）；

⑦ 瑞萨电子公司（renesas.com）。