3.2　双工技术

双工技术是通信节点实现双向通信的关键之一。传统双工模式主要是频分双工（FDD）和时分双工（TDD），用以避免发射机信号对接收机信号在频域或时域上的干扰。时分双工（TDD）是通过时间分隔实现信号的发送及接收；频分双工（FDD）是利用频率分隔实现信号的发送及接收。从1G到4G，GSM、CDMA、WCDMA和FDD LTE都是FDD系统，我国企业主导的TD-SCDMA和TD-LTE都是TDD系统。最新的研究方向是全双工。

在FDD移动通信系统中，基站发射机通过下行信道，将信号发送至移动终端，而移动终端则通过上行信道发送信号至基站接收机，因为下行信道和上行信道采用不同的频率，基站接收机利用滤波器的通带和禁带分别获得接收信号和抑制下行信道信号（即抑制基站发射机信号的干扰）。为此，FDD付出两份频率开销：一份是下行信道频率开销，另一份是上行信道频率开销。而TDD系统下行信道设置在一系列时隙上，上行信道则设置在另外一系列时隙上，基站在接收上行信道信号时，其发射机停止工作，从而避免了发射信号的干扰，系统时间资源开销一份用于上行，另一份用于下行信道。无论FDD还是TDD，系统为双工通信都付出了双份资源开销。因为频率资源和时间资源具有等效性，所以理论上FDD和TDD具有相同的频谱效率。

3.2.1　灵活双工技术

1.技术原理与应用场景

采用FDD模式的移动通信系统必须使用成对的收、发频带，在支持上、下行对称的业务时能充分利用上下行的频谱，如语音业务。然而，在实际系统中，有很多上下行非对称的业务，此时FDD系统的频谱利用率会大大降低。表3.1列出了不同业务上下行流量的比例，从表3.1可以看出，不同业务、不同场景上下行流量的需求差别很大。因此采用成对的收发频带的FDD系统不能很好地匹配5G不同场景、不同业务的需求。

灵活双工是指能够根据上下行业务变化情况，灵活地分配上下行的时间和频率资源，更好地适应非均匀、动态变化或突发性的业务分布，有效提高系统资源的利用率。灵活双工可以通过时域、频域的方案实现，若在时域实现，就是同一频段上下行时隙可灵活配比，也就是TDD方案；若在频域实现，则存在多于两个频段时，可以灵活配比上下行频段；若在传统FDD上下行的两个频段中，上行频段的时隙配置实现可灵活时隙配比，则是TDD与FDD融合方案，可应用于低功率节点。

灵活双工技术可以应用于低功率节点的小基站，也可以应用于低功率的中继节点，如图3.14所示。在低功率节点的小基站或中继节点，由于上、下行发送功率相当，由灵活双工引起的邻频干扰问题将得到缓解。

灵活双工可以通过时域和频域方案实现。在时域方案中，每个小区根据业务量需求将上行频谱配置成不同的上、下行时隙配比，如图3.15所示；在频域方案中，采用灵活频谱分配以适应上、下行非对称的业务需求，如图3.16所示。

灵活双工技术可提高FDD系统的频谱利用率。在FDD系统中，根据实际系统中上、下行业务的分布，灵活分配上、下行频谱资源，使得上、下行频谱资源和上、下行数据流量相匹配，从而提高频谱利用率。如图3.17所示，当网络中下行业务量高于上行时，网络可将原用于上行传输的频带f4配置为用于下行传输的频带。

载波聚合和非载波聚合的应用场景都可以采用灵活双工技术。在载波聚合应用场景中，网络可将原用于上行传输的频带用于下行传输，并将该频带配置成辅载波SCell；在非载波聚合应用场景中，网络可将原用于上行传输的频带用于下行传输，并将该频带和上行频带配置成配对的频带，如图3.18所示。

灵活双工的技术难点在于不同设备上下行信号间的干扰。因此，根据上下行信号的对称性原则设计5G系统，将上下行信号统一，将上下行信号间干扰转化为同向信号干扰，应用干扰消除或者干扰协调技术处理信号干扰。而小区间上下行信号相互干扰，主要通过降低基站发射功率的方式，使得基站功率与终端达到对等水平。即将控制和管理功能与业务功能分离，宏站更多地承担用户管理和控制功能，小站或者微站承载业务流量。

灵活双工主要包括FDD演进、动态TDD、灵活回传，以及增强型D2D。

在传统的宏、微FDD组网下，上下行频率资源固定，不能改变。利用灵活双工，宏小区的上行空白帧可以用于微小区传输下行资源。即使宏小区没有空白帧，只要干扰允许，微小区也可以在上行资源上传输下行数据，如图3.19所示。

灵活双工的另一个特点是有利于进行干扰分析。在基站和终端部署了干扰消除接收机的条件下，可以大幅提升系统容量，如图3.20所示。动态TDD中，利用干扰消除可以提升系统性能。

2.频段使用规则

灵活频谱分配技术的本质是根据不同场景的业务需求，灵活地将FDD频段上行频段用作下行频段或下行频段用作上行频段，这与传统的固定使用FDD上下行频段的方式有所不同。因此，有必要对各国频段的使用规则进行调研，分析现有法规是否支持灵活双工技术。

3.共存分析

灵活频谱分配技术可以使得频谱使用更加灵活，但是灵活频谱的引入将不可避免地带来基站和终端的共存问题。

利用灵活双工，进一步增强无线回传技术的性能，如图3.21所示。

图3.22和图3.23分别给出了灵活频谱部署时终端和基站的干扰共存问题，假设两个运营商均有两段FDD频段，当运营商1将其上行#2频段用作下行频段时（图中表示为运营商1DL#3频段），两个运营商之间将会存在基站与基站、终端与终端的共存问题。

运营商2上行#2频段上的终端干扰运营商1下行#3频段上的终端。

对于终端与终端的干扰共存问题，首先终端发射滤波器通带带宽较宽，一般会覆盖整个频段，因此运营商2上的终端会对运营商1上的终端产生较强干扰。此外，由于在3GPP中还没有对相同频段内的终端杂散指标进行定义，因此在运营商2的终端不会采用如资源调度限制或者功率回退等干扰避免方式对运营商1的终端进行保护。与TDD系统不同，FDD系统的终端间干扰为全时干扰，从而对系统的性能造成较大的影响。

运营商1下行#3频段上的基站干扰运营商2上行#2频段上的基站。

与终端的滤波器不同，基站的发射机滤波器带宽通常与系统带宽相同，相比于终端发射机杂散性能，基站的性能更好，发射杂散相对较小。但是，3GPP同样也未定义相同频带内的基站共存杂散指标，因此基站之间同样受到全时的干扰，而无法进行有效的抑制。

通过对上述干扰问题的分析，不难看出，解决共存问题对灵活频谱分配技术的应用具有重要的意义。

3.2.2　同频同时双工

1.同频同时双工的概念

在无线通信频率资源甚为匮乏的今天，自然会提出一个问题：可否将FDD/TDD中的双份资源开销减半？新兴的同频同时全双工（Co-time Co-frequency Full Duplex，CCFD）技术给出了肯定的答案。

同频同时双工的发明可以追溯至2006年北京大学提出的同频同时隙双工概念。该发明首次将基站的发射信号和接收信号设置在同一频率和同一时隙上，全面地考虑了下行信道信号对上行信道的干扰，即本基站发射机和邻小区基站发射机对本小区基站接收机的干扰。新系统设置了一个信号预处理单元，利用有线连接获得上述发射机信号，使得来自空中接口的发射机干扰成为已知干扰，并设计了相应的射频干扰消除器。在2009年重大专项支持下，北京大学实现了35dB的双工干扰消除。随后经过努力，又实现了超过80dB的双工干扰消除器，并试验完成了室外单基站100m范围的覆盖。这一成功不仅证明了同频同时双工技术的可行性，而且为同频同时双工系统的实现奠定了实验基础。

国外相关同频同时全双工技术的报道最早见于2010年的单信道全双工（Single Channel Full Duplex，SCFD）的试验演示，它描述了Stanford大学在IEEE 802.15.4（Zigbee）的协议下，开发的点对点全双工双向通信演示，据称当时节点的双工干扰消除能力达到73dB，通信距离达到2m左右。

2011年，Rice大学的研究人员也报道了SCFD的研究结果，他们利用射频与数字联合的消除方法，实现了39dB双工干扰消除，并利用天线隔离技术增加了39dB的衰减，总双工干扰抑制为78dB。Rice大学更多研究表明，当双工干扰增大时，射频技术与数字技术的联合消除干扰能力也随之增强；但是，当射频干扰消除已经足够好的时候，再加入基带干扰消除，反而可能导致残余双工干扰加大，他们将这个现象解释为的基带干扰消除技术中的信道估计误差所致，为此还提出一种自适应的基带干扰消除技术。

CCFD突破现有系统需要在时域或频域隔离上/下行传输的双工方式，使得通信双方能够使用相同的时间、相同的频率，同时发射和接收无线信号，从而将频谱效率翻倍。

采用CCFD无线系统，所有同时同频发射节点对于非目标接收节点都是干扰源，接收节点需要在接收有用信号的同时消除这些干扰，因此CCFD的关键在于干扰的有效消除。CCFD最早应用于军方的连续波雷达，但受RF干扰消除器件精度的影响并没有商用。目前商用RF干扰消除器件已能满足民用要求，因此CCFD的商用得以实现。

2.同频同时全双工节点

同频同时全双工节点的结构如图3.24所示，节点基带信号经射频调制，从发射天线发出，而接收天线正在接收来自期望信源的通信信号。由于节点发射信号和接收信号处在同一频率和同一时隙上，接收机天线的输入为本节点发射信号和来自期望信源的通信信号之和，而前者对于后者是极强的干扰，定义这个干扰为双工干扰（Duplex Interference，DI）。

按照信道分类，DI可以分为发射天线到接收天线的直达波和经过多物体反射的多径到达波。通常DI比来自远端的期望信号强很多，以至于期望信号可能被完全淹没在DI中。或者说接收机可能处于信噪比极其低的环境中，甚至根本无法通信。

全双工技术主要包括两方面：一个是全双工系统的自干扰抑制技术，另一个是组网技术。

研发高效DI消除器是实现同频同时全双工系统的关键。一般来讲，DI消除得越多，系统频谱效率增益越大，如果DI被完全消除，则系统容量提升1倍。

3.同时同频全双工中的干扰消除技术

全双工的核心问题是本地设备的自干扰如何在接收机中进行有效抑制。目前的抑制方法主要是在空域、射频域、数字域联合干扰抑制，如图3.25所示。空域自干扰抑制通过天线位置优化、波束陷零、高隔离度实现干扰隔离；射频自干扰抑制通过在接收端重构发射干扰信号实现干扰信号对消；数字自干扰抑制对残余干扰进行进一步的重构以进行消除。

由于全双工设备同时发射和接收信号，自身的发射信号会对自己的接收信号产生强干扰，通过多种自干扰抑制技术使得自身的发射信号远远低于自身的接收信号，即干扰抵消能力要达到一定的要求。表3.2给出了当前全双工系统自干扰抑制能力的水平，可见目前已基本达到可用的水平。虽然自干扰可以得到解决，但是全双工依然无法解决其他信号发射点的干扰和对其他用户的干扰问题。全双工可能会造成更加严重的网络干扰问题，是全双工组网需要特别注意的问题。

到目前为止，DI消除方法有天线抑制法、射频干扰消除法和基带干扰消除法3种，下面将逐一进行介绍。

1）天线抑制方法

天线抑制方法是将发射天线与接收天线在空中接口处分离，从而降低发射机信号对接收机信号的干扰，包括拉远发射天线和接收天线间的距离：采用分布式天线，增加电磁波传播的路径损耗，以降低DI在接收机天线处的功率；直接屏蔽DI：在发射天线和接收天线间设置一微波屏蔽板，减少DI直达波在接收天线处泄漏；采用鞭式极化天线：令发射天线极化方向垂直于接收天线，有效降低直达波DI的接收功率；配备多发射天线：调节多发射天线的相位和幅度，使接收天线处于发射信号空间零点以降低DI；配置多接收天线：接收机采用多天线接收，使多路DI相互抵消。另外，还有更多采用天线波束赋形抑制DI的方法。

天线干扰消除有两种实现方法，一是通过天线布放实现，二是通过对收/发信号进行相位反转实现。

①空间布放实现的天线对消。

通过控制收发天线的空间布放位置，使不同发射天线距离接收天线相差半波长的奇数倍，从而使不同发射天线的发射信号在接收天线处相位相差π，可以实现两路自干扰信号的对消。这种方案需要各发射天线与接收天线之间具有较强的直视径，当两路干扰信号的输出功率相匹配的时候干扰消除的效果最佳。干扰消除的效果主要受以下因素影响：天线布放位置的精确度、两路自干扰信号到达接收天线处的强度是否匹配、信号带宽。

天线布放位置由信号中心频率决定，要使两根发射天线距离接收天线相差半波长的奇数倍。两路自干扰信号的强度匹配是指要使两路干扰信号到达接收天线处的功率相等。这一点可以通过对距离接收天线较近的发射天线加入衰减实现。前人对上述三种因素对天线对消性能进行仿真分析，对于中心频率为2.48GHz的ZigBee、WiFi以及Bluetooth系统，其信号带宽分别为5MHz、20MHz以及85MHz。

仿真结果表明，在两路干扰信号强度匹配的情况下，lmm的天线布放位置误差会将干扰抑制效果限制在29dB以下；在天线精确布放的情况下，两路干扰信号强度相差10%，即有1dB偏差时，会将干扰抑制效果限制在25dB以下。可以看到，两路干扰信号功率的轻微失配都会导致干扰抑制效果大打折扣，因此该方案的一个难点是确保接收端各路干扰信号的功率都匹配。

仿真结果同样表明，天线干扰消除的效果随信号带宽的增加而下降，对于窄带系统具有足够鲁棒性；较窄带系统，宽带系统性能有一定损失，这个问题可以通过射频干扰消除和数字干扰消除进一步解决。

另外，天线布放误差对干扰抑制效果的影响与频段有关，具有频率选择性，对后续的射频干扰消除和数字干扰消除都有影响。干扰信号强度失配对干扰抑制效果的影响与频段无关，即频域平坦不会影响后续的射频干扰消除或数字干扰消除。

②相位反转实现的天线对消。

在对称布放收发天线的基础上，在成对的发射/接收天线中，信号发射之前或接收之后在天线端口处引入相位差π，可以实现自干扰信号的对消。基本实现方案有两种：一种是一根接收天线接收信号后进行180°相位反转，自干扰信号就可以在两条接收天线合并后消除；另一种是一根发射天线将信号进行180°相位反转后再发射，自干扰信号就可以在接收天线处消除。这种方案中每对接收或发射天线共用一条射频链路。

由于天线布放的对称性，这种方案有两个显著优点：一是干扰消除效果不受信号中心频率和带宽的影响；二是若忽略移相器的插入损耗，无须考虑自干扰信号的功率匹配问题。进一步，可以将接收端消除和发射端消除相结合，实现双重的干扰消除效果。

考虑到MIMO技术的应用，上述利用空间布放实现的天线对消在更多天线布放时存在实现困难问题，难以与MIMO技术并行使用，而利用相位反转实现的天线对消可以与MIMO技术并行使用。每对发射天线共用一条射频链路，通过相位反转在各接收天线处达到干扰消除的目的；每对接收天线共用一条射频链路，通过相位反转进一步实现双重干扰消除；同时，多组发射/接收天线可以与远端构成MIMO系统。

2）射频干扰消除方法

射频干扰消除是通过从发射端引入发射信号作为干扰参考信号，通过反馈电路调节干扰参考信号的振幅和相位，再从接收信号中将调节后的干扰参考信号减去，实现自干扰信号的消除。现有的模拟芯片QHx220可用于射频干扰消除。

射频干扰消除技术既可以消除直达DI，也可以消除多径到达DI。

图3.26描述了射频干扰消除器的典型结构，图下方所示的两路射频信号均来自发射机，一路经过天线辐射发往信宿，另一路作为参考信号经过幅度调节和相位调节，使它与接收机空中接口DI的幅度相等、相位相反，并在合路器中实现ID的消除。

复杂射频消除器采用对OFDM多子载波DI消除方法，它将干扰分解成多个子载波，并假设每个子载波上的信道为平坦衰落。该方法先估计每个子载波上的幅值和相位，对有发射机基带信号的每个子载波进行调制，使得它们与接收信号幅度相等、相位相反，再经混频器重构与DI相位相反的射频信号，最后在合路器中消除来自空口的DI。

一般讲，射频干扰消除的目的是缓解系统对模拟/数字转换器过饱和及信号幅度过大而引起非线性效应的压力。高效的射频消除，将极大地降低系统对数字消除器数/模转换器位数的要求，并自动改善数字干扰消除器的性能。

这种方案的问题在于，对干扰参考信号进行振幅和相位调节的部件在自干扰信号带宽范围内可能具有频率选择特性，造成输出信号畸变，限制射频干扰消除效果，也会影响后续数字干扰消除效果。

射频干扰消除的关键在于调整干扰参考信号的幅度和相位，实现精确的干扰消除，自适应调整算法是研究重点。另外，考虑到MIMO技术，若要并行使用射频干扰消除与MIMO，对于N×N的MIMO，存在N2个收/发天线对，N个接收天线一共存在N2路自干扰信号，需要用N2个反馈支路分别对干扰参考信号的幅度和相位进行自适应调整，这在天线数较多的高阶MIMO下难以实现。

3）数字干扰消除方法

在一个同频同时全双工通信系统中，通过空中接口泄漏到接收机天线的DI是直达波和多径到达波之和。射频消除技术主要消除直达波，数字消除技术则主要消除多径到达波。而多径到达的DI在频域上呈现出非平坦衰落特性。

在数字干扰消除器中设置一个数字信道估计器和一个有限阶（FIR）数字滤波器。信道估计器用于DI信道参数估计；滤波器用于DI重构。由于滤波器多阶时延与多径信道时延具有相同的结构，将信道参数用于设置滤波器的权值，再将发射机的基带信号通过上述滤波器，即可在数字域重构经过空中接口的DI，并实现对于该干扰的消除。

此外，因为DI是已知的，所以对它的消除也可以通过一个自适应滤波器完成。

在同频全双工系统进行数字对消自干扰时，自干扰的信息为已知，因此相比传统的数字对消省去先解出不期望的发射机信息。在自干扰消除中采用相干检测而非解码来检测干扰信号，相干检测器将输入的射频接收信号与从发射机获取的干扰参考信号进行相关。由于检测器能够获取完整的干扰信号，用其对接收信号进行相干检测，根据得到的相关序列峰值，就能够准确得到接收信号中自干扰分量相对于干扰参考信号的时延和相位差。这种相干检测能够检测出强度比有用信号还微弱的自干扰信号。在这种情况下虽然无需数字干扰消除也能正确解码，但采用数字干扰消除能够进一步提升有用信号的SINR值。

数字干扰消除有一个必要前提，那就是在ADC前端未阻塞的情况下，为使ADC能够正确解码有用信号，信号电平强度至少需要达到ADC的量化间隔。因此要实现数字干扰消除，有用信号和自干扰信号电平相差不能超过ADC的动态范围，否则即使以ADC的最大动态范围适配自干扰信号进行干扰消除，由于有用信号的电平没有达到ADC的量化间隔也无法解码。以目前常见的8～12bit ADC为例，对应能够识别的输入信号功率动态范围为0～48dB/0～72dB，即要求有用信号与自干扰信号的功率之差不能超过0～48dB/0～72dB。

4.组网技术

全双工改变了收发控制的自由度，改变了传统的网络频谱使用模式，将会带来多址方式、资源管理的革新，同时也需要与之匹配的网络架构，如图3.27所示。

业界普遍关注的研究方向包括：

全双工基站和半双工终端混合组网架构；

终端互干扰协调策略；

网络资源管理；

全双工帧结构。

①全双工蜂窝系统。基站处于全双工模式下，假定全双工天线发射端和接收端处的自干扰可以完全消除，基于随机几何分布的多小区场景分析，在比较理想的条件下，依然会造成较大的干扰，因此需要一种优化的多小区资源分配方案。

②分布式全双工系统。通过优化系统调度挖掘系统性能提升的潜力。在子载波分配时，考虑上下行双工问题，并考虑了资源分配时的公平性问题。

③全双工协作通信。收发端处于半双工模式，中继节点处于全双工模式，即为单向全双工中继，如图3.28所示。此模式下中继可以节约时频资源，只需一半资源即可实现中继转发功能。中继的工作模式可以是译码转发、直接放大转发等模式。收发端和中继均工作于全双工模式，如图3.29所示。