第五节　有源功率因数校正(PFC)电路设计

这个例子演示了一个180W不连续模式升压式功率因数校正电路的设计过程。它的最大输出功率为200W。这里设计的功率因灵敏校正级能够在世界上任何一个住宅的交流供电系统中工作,也就是说,能够在50Hz或60Hz下的85~270V有效值电压范围内工作,而不需要使用切换跳线。

一、设计指标要求

交流输入电压范围:　　　　　　　　85~270V(有效值)

交流供电频率:　　　　　　　　　　 50~60Hz

输出电压: 　　　　　　　　　　　　DC400V±10V

额定负载时的输入功率因数: 　　　　大于98%

总的谐波畸变率(THD): 　　　　　　低于EN1000-3-2数值范围

二、常用技术参数与元件参数的计算

1.设计前考虑事项

额定功率低于200W,对一个功率因数校正级来说,是有很多好处的。主要的好处是它能够在不连续模式下运行。在功率更高的功率因数校正设计中,必须使用连续模式,而这种模式由于二极管反向恢复问题的存在,会在电路中产生明显的损耗。在频率固定的不连续模式功率因数校正控制器中,电路还是会有一段时间中工作于连续模式[V_in<50V(大约)]。一旦使用临界连续模式控制器,设计者能够保证不会出现连续模式。

首先需要考虑的是决定输入交流电压的峰值。

110V输入时:

V_in(nom)=1.414×110=155.5V

V_in(hi)=1.414×130=183.8V

240输入(不列颠最差情况)时:

V_in(nom)=1.414×240=339.4V

V_in(hi)=1.414×270=381.8V

输入电压将高于期望输入的最高电压峰值。这里功率因数校正级输出电压选定为DC400V。

电感电流的最大峰值出现在预期输入的最小交流电压峰值时,即

I_pk=1.414×2P_out(rated)/[ηV_in(min)RMS]

=(1.414×2×180)/(0.9×85)

≈6.6A

2.设计电感

在设计升压式电感时,必须指定参考点是预期最小交流输入电压的峰值。在这种运行条件(例如固定负载和输入电压)下,导通脉冲宽度在整个半正弦波形期间保持恒定。为了求得最小输入交流电压时的导通脉冲宽度,需作如下的计算:

R==

=3.3Ω

最大导通脉冲宽度为

T_on(max)===15.3μs

升压式电感的上限近似值为

L≈

≈

≈460μH

电感(变压器)绕组不仅要承受最大平均输入电流,还要承受输出电流。所以,用于绕制线圈的导线规格应为

L_w(max-av)=+

=+

=2.8A

符合这个平均电流的导线规格是#17AMG。这里使用三股#22AWG导线(加起来等同于导线的截面积),这种线在绕线圈时更具柔韧性,而且有助于减少由于集肤效应引起的绕组交流阻抗。同样,由于在绕组中存在高电压,这里采用4层绝缘的方法,减小匝间击穿的危险。

磁芯选择PQ类型。主要是考虑到在单级应用中,不同的磁芯类型需要气隙长度是不同的。较大的气隙(>50mil)将导致额外的电磁辐射到周围环境中,使得RFI滤波的难度加大。为了减小气隙,对于给定的磁芯尺寸,需要找到一个具有最大磁芯截面积的铁氧体磁芯。PQ磁芯具有这种特性。参考由Magnetics公司提供的PQ磁芯型号为P-43220-XX(XX是以mil为单位的气隙长度)。

磁芯中所需的气隙近似为

l_gap≈

≈

≈66mil

通常假设气隙为50mil。Magnetics公司可以提供这种气隙的磁芯,而成本仅增加几个百分点。这个气隙条件下,磁芯的自感因数(A_L)估计在160mH/1000匝(可使用线性外推法,求其他气隙长度情况下的A_L)。

电感的匝数是

N=1000×=59匝

检查磁芯是否能绕下这么多匝(忽略辅助绕组面积):

==59%(可以绕下)

设计辅助绕组:辅助的峰值整流输出电压存在频率为100Hz或120Hz波动,所以控制器的滤波电容需要足够大,以抑制控制器的V_CC下降,在低输入电压时,辅助绕组的反激式整流电压达到最大值,其值由下式得到:

V_aux=

交流波形见图3-13。

图3-13　整流后辅助绕组的交流波形

MC34262有DC 16V的浮地驱动钳位,所以为了保持浮地驱动耗散最小,辅助绕组整流电压峰值必须在16V左右,由下式决定匝数:

N_aux==2.5匝

考虑到交流低电压运行情况,这里确定绕组为3匝。使用单股#28AMG加强绝缘电磁线。

将电压纹波减小到2V时所需的辅助绕组整流输出滤波电容为

C_aux==

=75μF(取DC20V时为100μF)

最终所设计的电感结构见图3-14。

图3-14　PFC升压式电感的结构

3.变压器结构

双绕组变压器首先是在骨架上用三股#22AMG4层的电磁线绕59匝,再放两层聚酯薄膜带,接着绕3匝的辅助绕组,最后放置三层聚酯薄膜带。中间层薄膜带的作用是为了防止由一次、辅助绕组间的高电压而产生的弧光效应。

4.设计启动电路

这里使用一个无源电阻来启动控制芯片,并提供MOSFET的栅极驱动电流。设置两个电阻串联是因为整流输入的370V峰值电压接近电阻的击穿电压。启动电阻向100μF的旁路电容充电,在辅助绕组的整流峰值电压能够运行控制芯片以前,电容中积累的能量必须能够给芯片提供6ms的运行时间。启动滞环电压最小值是1.75V。检查旁路电容是否足够大,从而在到达关断阀值前启动电路:

V_drop==

=1.5V(可以)

在高压输入线路上保持耗散小于1W。要达到这个要求,需要确定通过启动电阻的最大电流。

I_start<=3.7mA

总电阻是

R_start==68kΩ(最小)

取总电阻大约为100kΩ,或者是两个47kΩ、1/2W的电阻。

5.设计电压乘法器的输入电路

乘法器(引脚3)规定的线性输入范围的最小值是2.5V。这个值是在最高期望交流输入电压为正弦波峰值(370V)时,分压后输入整流波形的峰值。如选取检测电流为200μA、分压电阻为

R_bottom==12.5kΩ(取12kΩ)

实际检测电流是2.5V/12kΩ=2.08μA

上电阻为

R_top==1.76MΩ

用两个910kΩ的电阻串联来实现。

这些电阻的额定功率是P=370²/1.76≈0.08W。每个电阻具有1/2W的额定功率。

6.设计电流检测电路

电流检测电阻必须能在低输入交流电压时达到1.1V的电流检测极限电压。它的值为

R_CS==0.17Ω

同时在将输入电流信号加到管脚4以前加一个1kΩ电阻和470uF电容组成的前沿尖峰滤波器。

7.设计电压反馈电路

对于输出电压分压检测电阻,选择检测电流为200uA,那么下电阻为

R_bottom===12.5kΩ(取12kΩ)

这样实际检测电流为2.5/12=208。上电阻为

R_upper==1.91MΩ

取额定功率为1/2W的1MΩ和910kΩ两个电阻串联来实现。

电压误差放大器是一个单极点补偿网络,在频率38Hz时为单位增益,以抑制电网50Hz和60Hz的频率。电压误差放大器上的反馈电容为

C_fb==

=0.0022μF(取0.05μF)

8.设计输入EMI滤波器

这里使用一个二阶共模滤波器。用于功率因数校正电路的EMI设计难点在于,它运行时频率是变化的,运行时的最低频率发生在正弦波的峰值时。在这点上,磁芯完全释放其能量需要的时间最长。由于期望的运行频率是50kHz,这里将它假定为最小频率。

比较合理的初始值是假定在50kHz时需要24dB的衰减。这样使共模滤波器的转折频率为

f_c=f_sw×1

其中,A_tt为以负dB形式表示的在开关频率处需要的衰减。

f_c=50×1=12.5kHz

取阻尼系数不小于0.707是比较合适的,这样在转折频率处有-3dB的衰减量时不会因振荡而产生噪声。另外,由于认证机构用LISN进行测试时,所用的输入线路阻抗为50Ω,所以这里假设输入的阻抗也为该值。下面来计算滤波器的共模电感和“Y”联结的电容值:

L===900μH

C==

=0.18μF

实际情况中,电容值并不允许取得这么大,能通过交流漏电流测试的最大电容值是0.05μF,这是电容计算值的27%,所以必须让电感提高360%来保证同样的转折频率。将电感变成3.24mH,最终阻尼系数是2.5,这是可以接受的。

Coilcraft公司提供现成的共模滤波扼流圈(变压器),最接近上述值的器件型号是E3493。这样滤波器在500kHz和10MHz的频率之间最少有-40dB衰减量。如果在后面的EMI测试阶段,发现需要附加滤波器,可以在这里加入三级差模滤波器。

功率因数校正电路的最终示意图见图3-15。

图3-15　180W功率因数校正电路示意图(含EMI滤波)

9.印制电路板考虑事项

功率因数校正电路单元将在世界各个地方销售。最严格的安规要求是由德国的VDE提出的。因为对于300V(EMS)交流线路,要求具有3.2mm爬电距离或弧光传过表面的距离。这意味着在H₁和H₂(高压和中线)线与它们的整流直流信号之间必须有3.2mm的间隔。同样地,在输入共模滤波变压器的绕组之间以及反激式变换器中的电感高低引脚之间也必须有3.2mm(最小)的表面距离。440V输出线和其他低压输送线路的间隔必须大于4.0mm。任何接地线和其他线的距离必须大于8.0mm。

所有的电流输送线应当尽量粗而短。电流检测电阻的接地点应用为输入、输出以及低电压电路的一个公共接地点。