第2章 电力电子器件
电力电子器件是电力电子技术的物质基础和技术关键，也是变频技术发展的“龙头”。可以说，电力电子技术起步于晶闸管，普及于功率晶体管（GTR），提高于绝缘栅双极型晶体管（IGBT）。新型电力电子器件的涌现与发展，促进了电力电子电路的结构、控制方式和装置性能的提高。本章从应用的角度出发，对电力电子器件的种类、性能及应用等加以介绍。
2.1 半控型电力电子器件
半控型电力电子器件主要是指晶体闸流管（简称为晶闸管）。“半控”的含义是指晶闸管可以被控制导通，而不能用门极控制关断。由于晶闸管耐压高、电流大、抗冲击能力强，所以即使全控型电力电子器件在飞速地发展，它仍具有很强的生命力。
2.1.1 晶闸管的特性及参数
1.晶闸管的特性
晶闸管（Thyristor）[1]是最早开发的电力电子器件。它相当于一个可以控制接通的导电开关。从使用的角度来说，最关心的问题是它的特性。
（1）晶闸管的伏安特性
晶闸管的结构及电路图形符号如图2-1所示。晶闸管有3个引线端子：阳极A（an-ode）、阴极K（cathode）和门极G（gate），有3个PN结。晶闸管阳极与阴极间的电压和它的阳极电流之间的关系，称为晶闸管的伏安特性，如图2-2所示。位于第Ⅰ象限的是正向特性，位于第Ⅲ象限的是反向特性。
当门极电流IG=0时，如果在晶闸管两端施加正向电压，则J2结处于反偏，晶闸管处于正向阻断状态，只流过很小的正向漏电流。如果正向电压超过临界极限即正向转折电压Ubo时，则漏电流急剧增大，晶闸管导通。随着门极电流幅值的增大，正向转折电压降低。导通后晶闸管特性和二极管的正向特性相仿，即使通过较大的阳极电流，晶闸管本身的压降仍很小。导通期间，如果门极电流为零，并且阳极电流降到维持电流IH以下，则晶闸管又回到正向阻断状态。当在晶闸管上施加反向电压时，晶闸管的J1、J3结呈现反偏状态，这时伏安特性类似二极管的反向特性。晶闸管处于反向阻断状态时，只有极小的反向漏电流流过，当反向电压超过反向击穿电压后，反向漏电流便急剧增大，导致晶闸管反向击穿而损坏。
（2）晶闸管的门极伏安特性
在给晶闸管施加正向阳极电压的情况下，若再给门极加入适当的控制信号，可使晶闸管由阻断变为导通。
图2-1 晶闸管的结构及电路图形符号
a）小电流塑封式 b）小电流螺旋式 c）大电流螺旋式 d）大电流平板式 e）内部结构 f）P型门极、阴极侧受控电路图形符号 g）N型门极、阳极侧受控电路图形符号h）晶闸管电路图形符号
图2-2 晶闸管的伏安特性
晶闸管的门极和阴极之间是一个PN结J3，它的伏安特性称为门极伏安特性。实际产品的门极伏安特性分散性很大，为了应用方便，常以一条典型的极限高阻门极伏安特性和一条极限低阻门极伏安特性之间的区域来代表，称为门极伏安特性区域。图2-3示出500A晶闸管门极伏安特性区域（右边图为放大图），图中各符号的名称和数值见表2-1。曲线OD和OG分别为极限低阻和极限高阻伏安特性。放大图中的OHIJO的范围称为不触发区，任何合格器件在额定结温（PN结温度）时，其门极信号在此区域中都不会被触发。OABCO的范围称为不可靠触发区，在室温下，此区域内有些器件被触发，而对于触发电流或电压较高的器件来说，触发是不可靠的。图中ADEFGCBA称为可靠触发区，对于正常使用的器件，其门极触发电流和电压都应该处于这个区域内。当给门极加上一定的功率后，会引起门极附近发热，当加入过大功率时，会使晶闸管整个结温上升，直接影响晶闸管的正常工作，甚至会使门极烧坏。所以施加于门极上的电压、电流和功率是有一定的限制的（见表2-1）。可靠触发区就是由门极正向峰值电流IFGM、正向峰值电压UFGM和允许的最大瞬时功率PGM划定的区域。此外，门极的平均功率损耗不应超过规定的平均功率PG（AV），如图2-3中的曲线KL所示。
表2-1 晶闸管的门限参数
（3）晶闸管的动态特性
晶闸管在电路中是起开关作用的。由于器件的开通和关断的时间很短，当开关频率较低时，可假定晶闸管是瞬时开通和关断的，可不计其动态特性和损耗。但当工作频率较高时，因工作周期缩短，晶闸管的开通和关断的时间就不能忽略，动态损耗所占比例相对增大，并成为引起晶闸管发热的主要原因，在这种情况下必须考虑其动态特性和动态损耗。
图2-3 500A晶闸管的门极伏安特性区域
1）开通时间。如图2-4所示，门极在原点处受到理想阶跃电流的触发，由于晶闸管内部的正反馈过程需要时间，阳极电流的增长不可能瞬时完成。从门极电流阶跃时刻开始，到阳极电流上升到稳态值的10%，这段时间称为延迟时间td。阳极电流从10%上升到稳态值的90%所需的时间称为上升时间tr，开通时间tgt为两者之和，即：
tgt=td+tr （2-1）
对于普通晶闸管，td=0.5～1.5μs，tr=0.5～3μs。
延迟时间与上升时间受阳极电压的影响很大，提高阳极电压可显著缩短延迟时间和上升时间。上升时间虽然表示晶闸管本身的特性，但也会受外部电路的影响。
2）关断时间。已导通的晶闸管，当电源电压突然改变方向时，由于晶闸管电路中总带有感性器件，阳极电流在衰减过程中必存在过渡过程。从导通电流逐步衰减到零，然后在反方向建立恢复电流，经过最大值后，再反方向衰减到零。在恢复电流快速衰减时，由于漏感的作用，引起晶闸管两端出现尖峰电压URRM，晶闸管的开通、关断过程及相应的损耗如图2-4所示。零电流时，中间结继续保持正向偏置，最终中间结将恢复电压阻断能力，并且成功地施加正向压降。
电源电压反向后，从正向电流降为零到能重新施加正向电压为止的时间间隔，称为晶闸管的电路换向关断时间tq，它由两部分组成：
tq=trr+tgr （2-2）
式中 trr——反向阻断恢复时间，是电流反向的持续期；
tgr——正向阻断恢复时间。
普通晶闸管的关断时间约为几百微秒，快速晶闸管的关断时间为几微秒至几十微秒。
2.晶闸管的参数
晶闸管不能自关断，属于半控型，在电路中起开关作用。由于其开通与关断的时间很短，为正常使用，必须认真研究其动态特性，定量地掌握其主要参数。
（1）晶闸管的电压定额
1）断态（正向）重复峰值电压UDRM：指当门极断路而晶闸管的结温为额定值时，允许重复加在器件上的正向峰值电压，如图2-2所示。重复频率为每秒50次，每次持续时间不大于10ms。
2）反向重复峰值电压URRM：指当门极断路而结温为额定值时，允许重复加在晶闸管上的反向峰值电压。重复频率为每秒50次，每次持续时间不大于10ms。
3）通态（峰值）电压UTM：指当晶闸管通以π倍或规定倍数额定通态平均电流值时的瞬态峰值电压。
图2-4 晶闸管的开通、关断过程及相应的损耗
（2）晶闸管的电流定额
1）通态额定平均电流IT(AV)：在环境温度为+40°C和规定的冷却条件下，在电阻性负载的单相工频正弦半波电路中，管子全导通（导通角不小于170°）而稳定结温不超过额定值时所允许的最大平均电流。在实际使用时，不论流过器件的电流波形如何，导通角有多大，只要遵循式（2-3）来选择管子的额定电流，管子的发热就不会超过允许范围。
式中 ITm——最大电流有效值。
典型应用例子四种电流波形平均值为100A，晶闸管的通态额定平均电流如表2-2所示，表中的通态额定平均电流值没有考虑余量。
表2-2 四种电流波形平均值为100A，晶闸管的通态额定平均电流
2）维持电流IH：在室温和门极断路时，使晶闸管维持通态所必需的最小通态电流。
3）擎住电流IL：晶闸管刚从断态转入通态就立即撤除触发信号后，能维持通态所需的最小通态电流。对同一晶闸管，通常擎住电流IL比维持电流IH大数倍。
4）断态（正向）重复峰值电流IDRM和反向重复峰值电流IRRM：IDRM和IRRM分别是对应于晶闸管承受断态重复峰值电压UDRM和反向重复峰值电压URRM时的峰值电流。
5）浪涌电流ITSM：一种由于电路异常情况（如故障）引起的并使结温超过额定结温的不重复性最大正向过载电流。浪涌电流有上下限两个级，这些不重复电流定额用来设计保护电路。
（3）晶闸管的门极定额
1）门极触发电流IGT：在室温下，施加6V正向阳极直流电压时使晶闸管由断态转入通态所必需的最小门极电流。
2）门极触发电压UGT：产生门极触发电流所必需的最小门极电压。
（4）动态参数
1）断态临界电压上升率du/dt：在额定结温和门极开路的情况下，不使从断态到通态转换的最大电压上升率。如果du/dt过大，会使充电电流足够大，使晶闸管误导通，此时应采取措施，使其在临界值内。
2）通态临界电流上升率di/dt：在规定条件下，晶闸管能承受而无有害影响的最大通态电流上升率。如果通态电流上升太快，则晶闸管刚一开通，就会有很大的电流集中在门极附近的很小区域内，从而造成局部过热而使晶闸管损坏。因此要采取措施限制其在临界值内。限制电流上升率的有效办法是串接空心电感。
（5）额定结温
额定结温Tjm：器件在正常工作时所允许的最高结温。在此温度下，一切有关的额定值和特性都能得到保证。
2.1.2 晶闸管的串并联与保护
1.晶闸管的串联与并联
对较大型的整流装置，单个晶闸管的额定电压和电流远不能达到要求。在高电压和大电流的应用场合，必须把晶闸管串联或并联起来使用。
（1）晶闸管的串联
当晶闸管的额定电压小于实际要求时，可以采用两个或两个以上同型号器件相串联。串联时各器件流过相等的漏电流，但由于各器件的特性不同因而各器件所承受的电压是不相等的。图2-5a是两个晶闸管串联的伏安特性图，由于其正向特性不同，在同一漏电流IR情况下所承受的正向电压是不同的，即UT2大于UT1，若外施电压继续升高，则VT2首先转折，于是全部电压加在VT1上，势必使VT1也转折，两个器件都失去控制作用。同理，反向时，因不均压，可能使其中一个器件先反向击穿，另一个随之击穿。
为了达到均压，在选择器件时，应选用通态平均电压和恢复电流比较一致的器件，但在实际应用中很难做到这一点。工程应用中，常常需用电阻和RC并联支路均压。如图2-5b中的Rp，Rp的阻值应比任何一个串联器件阻断时的正、反向电阻都小得多，这样，每个串联晶闸管分担的电压主要决定于均压电阻的分压。
均压电阻Rp的阻值和功率PRp常采用下列两式计算：
式中 UTn——晶闸管的额定电压；
IDRM——断态重复峰值电流。
式中 Um——作用于晶闸管上的正反向峰值电压；
n——串联器件个数；
KRp——计算系数，单相取0.25，三相取0.45。
虽然采用了均压措施，但仍然不可能完全均压。因此，实际应用时，在选择每个管子额定电压时应按下式计算：
式中 n——串联器件数；
Um——作用于串联器件上的正反向峰值电压；
0.8～0.9——考虑不均压因素的计算系数。
图2-5 晶闸管串联
a）伏安特性图 b）使用Rp和RC并联支路均压的电路
（2）晶闸管的并联
当一个晶闸管的额定电流不能满足负载的要求时，需采用几个晶闸管并联。晶闸管并联使用时，由于各个晶闸管特性不一致和主电路的影响，晶闸管的电流会不均衡。
1）主电路对并联晶闸管电流分配的影响。晶闸管的正向压降等于与正向电流无关的恒定压降与内阻压降之和。由于晶闸管内阻很小，并联晶闸管各回路的阻抗又不相同，因此，各支路电流分配也不均衡。当负载电流很大时，各并联支路的电阻和自感必须相等，互感也应尽量相等。
主电路对并联晶闸管电流分配的影响如图2-6所示，晶闸管并联时，即使各支路的电阻和电感相等，但主电路母线A及B的磁通也会使并联晶闸管电流分配不均匀。
2）正向压降对并联晶闸管电流分配的影响。与硅二极管比较，晶闸管的内阻较大，正向压降的分散性也大。两只正向压降不同的晶闸管并联，正向压降对并联晶闸管电流分配的影响如图2-7所示。
另外，晶闸管并联使用时，由于触发特性不同，也会产生电流分配不均衡的问题。所以，必须使并联晶闸管触发时间尽可能一致。
图2-6 主电路对并联晶闸管电流分配的影响
图2-7 正向压降对并联晶闸管电流分配的影响
为了使并联晶闸管电流分配均衡，除应选择正向压降基本一致的晶闸管外，还应采用适当的均流电路。常用的均流电路有以下3种：
①串联电阻均流电路。串联电阻均流电路如图2-8a所示，当晶闸管的额定电流比较小时，在阳极电路中串联较小的电阻Rs，就可以减小并联晶闸管电流不均衡的程度。串联电阻Rs的选择原则如下：当器件流过最大工作电流时，电阻压降URS为管子正向压降UT（AV）的1～2倍。如对50A的管子，Rs取0.04Ω为宜。由于电阻功耗较大，所以这种方法只适用于小电流晶闸管。
图2-8 串联电阻及电抗器的均流电路
a）串联电阻 b）串联电抗器
②串联电抗器均流电路。串联电抗器均流电路如图2-8b所示。在整流或斩波电路内，晶闸管内重复流过脉冲电流，为使并联晶闸管中的电流分配均匀，通常都采用这种电路。当多个晶闸管并联时，串入电感的数值应能使晶闸管导通时的电流上升率低于允许的di/dt。这样，就能够防止并联晶闸管因di/dt过大而损坏。
为了改进并联晶闸管的电流分配，应串入电感的数值决定于各并联支路的自感和互感，同时，也决定于晶闸管的触发时间。例如，当并联晶闸管承受500V电压时，如果串入50μH的电感，最高电流上升率能限制在10A/μs以内。各晶闸管触发时间之差达1μs时，各支路电流之差能限制在10A以下。如果主电路布线电感之差为5μH，由此产生的电流不平衡为+0%～-50%时，则串联50μH的电感以后，电流的不平衡大致可降低到原来的1/10，即+0%～-5%。虽然采取了均流措施，但电流分配仍然不可能完全一样。所以选择每个管子额定电流时，还必须考虑不均流的因素。通常可按下面的公式计算：
式中 n——并联器件数；
ITM——流过桥臂的总电流（最大有效值）。
③采用直流电抗器的均流电路。均流电抗器也称为均衡器。如图2-9a、b分别表示两个及3个晶闸管的并联电路。在图2-9a中，如果两个晶闸管的触发时间不同，若VT1先触发，电流流过线圈OA，由于线圈之间为紧耦合，在均流电抗器另一线圈OB两端将产生极性如图所示的电压。这个电压提高了VT2阳极与阴极之间的电压，因而可缩短VT2的触发时间。另一方面，在VT1和VT2触发时，由于均流电抗器的电感作用，电流上升率下降，因而能够保证电流分配较均衡。由于二极管VD1、VD2是隔离器件，它可防止反向电流流入门极。
均流电抗器对并联晶闸管具有很好的均流作用。如果晶闸管的额定电流很大，或晶闸管的个数很多，均流电抗器体积就较大，而且配置也复杂。因此，这种均流电路适用于中、小容量晶闸管装置。
2.晶闸管的保护
晶闸管承受过电流和过电压的能力较差，短时间的过电流和过电压就会使器件损坏，但不能完全根据装置运行时可能出现的暂时的过电流和过电压的数值来确定器件参数，还要充分发挥器件应有的过载能力，因此，保护就成为提高电力电子装置运行可靠性必不可少的环节。
图2-9 使用均流电抗器的均流电路
a）两个晶闸管 b）三个晶闸管
（1）晶闸管的过电流保护
造成晶闸管过电流的重要原因是：电网电压波动太大、电动机轴上拖动的负载超过允许值、电路中晶闸管误导通以及晶闸管击穿短路等。
由于晶闸管承受过电流能力比一般电器元件差得多，故必须在极短时间内把电源断开或把电流值降下来。常见的保护有以下几种：
1）快速熔断器保护。熔断器是最简单有效的过电流保护器件。由于晶闸管热容量小、过电流能力差，所以专门为保护大功率电力电子器件而制造了快速熔断器（简称为快熔）。它与普通熔断器相比，具有快速熔断的特性，在通常的短路过电流时，熔断时间小于20ms，这样能保证在晶闸管损坏之前，快熔切断短路故障。
快速熔断器的接法一般有3种：
①接入桥臂而与晶闸管串联，如图2-10a所示，这时流过快熔的电流就是流过晶闸管的电流，保护最直接可靠，现已被广泛采用。
②接在交流侧输入端，如图2-10b所示。
③接在直流侧，如图2-10c所示。
图2-10b、c这两种接法虽然快熔数量用得较少，但保护效果不如图2-10a，所以这两种接法较少被采用。
图2-10 快速熔断器保护的接法
a）桥臂串快熔 b）交流侧接快熔 c）直流侧接快熔
快熔的熔体采用一定形状的银质熔丝（或熔片），周围充以石英砂填料，构成封闭式熔断器。目前国内生产的快熔有大容量RTK（插入式）、RS3、RS0（汇流排式）与小容量RLS（螺旋式）等几种。表2-3为RS3系列快速熔断器规格，表2-4为RLS系列快速熔断器规格。
表2-3 RS3系列快速熔断器规格
表2-4 RLS系列快速熔断器规格
选择快熔时要考虑以下几点：
①快熔的额定电压应大于或等于线路正常工作的电压（有效值）；
②快熔的额定电流应大于或等于内部熔体的额定电流；
③熔体的额定电流是有效值，如果采用与桥臂晶闸管串联接法，可按式（2-8）计算选择：
1.57IT（AV）≥IFU≥ITM （2-8）
式中 IT（AV）——被保护晶闸管额定电流；
IFU——快熔熔体的电流有效值；
ITM——流过晶闸管的最大电流有效值。
由于晶闸管额定电流在选择时已考虑到安全裕量系数为1.5～2，因此，通常按IFU=IT（AV）选配即可。例如50A晶闸管就选配熔体额定电流也是50A的快熔与之相串联即可。对于小容量变流装置也可用普通RL系列熔断器代替，但是熔体的额定电流只能按晶闸管额定电流的1/3～2/3来选配。
快熔通常都有熔断指示。大电流的快熔熔断指示器还可以去碰撞微型开关，当某相快熔熔断后，能迅速发出报警信号或自动切断交流电源。
在大容量的变流装置中，由于大电流快熔价格高，更换不方便，故快熔必须与其他过电流保护措施同时使用，快熔是作为最后一道保护。一般总是先让其他过电流保护措施动作，尽量避免直接烧断快熔。
2）过电流继电器保护。过电流继电器可安装在交流侧或直流侧，当发生过电流故障时动作，断开交流电源开关（如电源接触器）。由于过电流继电器开关动作时间较长（约为几百毫秒），故只能保护由于机械过载引起的过电流，或在短路电流不大时能对晶闸管起保护作用。另外，可采用直流快速灵敏继电器组成的电子过电流跳闸保护电路，如图2-11所示。其工作原理是：当主电路过电流时，电流反馈信号电压Ufi增大，稳压管VS被击穿，晶体管V导通，直流快速灵敏继电器KA得电并自锁，并断开了电源接触器KM吸引线圈电压，使KM失电切断主电路交流电源，以达到过电流保护的目的。过电流故障排除后，想要恢复供电，先按下复位按钮SB，KA失电，KA常闭触点闭合，按下主电路起动按钮SB2，KM得电接通主电路交流电源，恢复正常供电。调节电位器RP，可以很方便地调节过电流跳闸动作电流的大小。
图2-11 电子过电流跳闸保护电路
3）脉冲移相过电流保护。其工作原理与电子过电流跳闸保护电路相似，如图2-12所示。当主电路出现过电流时，电流反馈信号电压Ufi增大，稳压管VS被击穿，V1晶体管注入基极电流，使晶体管V2输出电压Uo降低，于是触发电路的触发脉冲迅速右移（即触发延迟角α增大），使主电路输出整流电压迅速减小，负载电流也迅速减小，达到限流目的。
4）利用反馈控制作过电流保护。这种保护的特点是控制系统本身的动作速度快，在一些容易发生短路的设备如逆变器中，常采用这种保护方法，但内部发生短路时还得靠快熔来保护。
用反馈控制作过电流保护的电路如图2-13所示。当整流器发生短路时，通过电流互感器检测，测得的信号经整流转换成直流电压后送到电压比较器，与过电流整定值进行比较。正常情况下，电流信号小于过电流整定值，电压比较器输出低电平，控制门开放，触发系统受给定电压和偏移电压控制；当负载发生短路时，由电流互感器检测到的电流信号超过过电流整定值，电压比较器输出高电平，控制门关闭，触发系统仅受偏移电压控制。偏移电压预先整定在使触发延迟角α>90°的位置，使整流器立即转入有源逆变状态。整流电路因α突然增大，使整流电压迅速下降，抑制了短路电流，由于电路处于逆变状态，储存在电抗器中的能量不断释放，直到逆变电压降低到使晶闸管无法导通时，逆变结束，整流器停止工作。
5）直流快速断路器过电流保护。在大容量变流装置中经常容易出现直流侧负载发生短路的场合，可以在直流侧装直流快速断路器，用作直流侧过载与短路保护，这种快速断路器动作时间仅2ms，加上断弧时间，也不超过30ms，可见动作时间非常短。
图2-12 脉冲移相过电流保护电路
图2-13 用反馈控制作过电流保护的电路
（2）电压与电流上升率的限制
在正向阻断状态下，晶闸管的J2结面相当于一个电容。如果正向电压上升率太大，对这个电容的充电电流就太大，这个充电电流经门极到达阴极相当于触发电流，一旦达到管子的触发电流值，晶闸管就会误导通而出现过电流，使快熔或晶闸管烧坏。为此，对晶闸管的正向电压上升率du/dt应有一定限制。
限制电压变化率的措施有：
1）给整流装置接上整流变压器。由于变压器有漏感存在以及阻容吸收元件构成的电路具有滤波特性，故电源合上时，加到晶闸管两端的du/dt值不会太大。
2）对于没有整流变压器而直接由电网供电的装置，可在交流电源输入端串接空心小电感L0，进线串L0抑制电压上升率如图2-14所示。该空心小电感L0与交流侧阻容吸收电路构成滤波电路，用来限制du/dt不致太大。进线空心电感量可按下式估算：
式中 U2、I2——交流侧相电压、相电流；
Ud1——与晶闸管装置容量相等的整流变压器的短路比（阻抗电压）；
f——频率。
3）每个桥臂串接空心小电感或在桥臂上套入磁环，电感量约为20～30μH，即可限制du/dt值。
图2-14 进线串L0抑制电压上升率
晶闸管在触发导通的瞬间，如果阳极电流增大得太快（即di/dt值太大），虽然电流未超过器件的额定值，但由于管心内部J2结面还在逐渐开通的过程，将造成部分已开通的结面电流密度太大，因过热而烧焦。为此，对di/dt限制是必要的。限制电流变化率的措施与限制电压变化率相同。这里特别要指出的是，在大容量或高频的逆变电路中，若采用在桥臂串空心电感的办法，会使换相时间增长，影响电路正常工作。因此通常采用串铁氧磁环办法，因为在管子刚开通时流过小电流，磁环不饱和，限制电流上升率di/dt能力强。当流过大电流时，磁环已饱和，电感量变小，几乎不影响换相时间，能满足大容量、高频变流电路的要求。
采取合理可靠的保护措施，是晶闸管变流装置正常运行的保证。所以在选择主电路器件及其保护措施时，应全面考虑装置的可靠性和经济性。
（3）晶闸管的过电压保护
晶闸管从导通到阻断和开关电路一样，因为有电感（主要是变压器漏抗LT）释放能量，所以会产生过电压。晶闸管在导通期间，载流子充满芯片内部，当关断过程中正向电流下降到零时，芯片内部仍残存着载流子，晶闸管并未恢复阻断能力。在反向电压作用下瞬时出现较大的反向电流，使内部残存的载流子迅速消失，晶闸管立即关断。这时反向电流减小的速度极快（di/dt极大），即使回路电流很小，也会产生很大的感应电动势，反而加在已恢复阻断的晶闸管两端，如图2-15a所示。这种由于晶闸管关断过程引起的过电压，称为关断过电压。其值可达工作电压峰值的5～6倍，可能会导致晶闸管的反向击穿，所以必须采取保护措施。
图2-15b所示为在单相半控桥晶闸管关断过程中，晶闸管两端出现的瞬时反向过电压尖峰（毛刺）波形。
对于这种尖峰状的瞬时过电压，常用的保护方法是在晶闸管两端并接RC吸收元件，用电容吸收抑制关断过电压如图2-16所示。利用电容两端电压瞬时不能突变的特性，吸收尖峰过电压，把电压限制在管子允许的范围内。串联电阻的作用是：①阻尼LC电路振荡。由于关断回路电感的存在，在晶闸管阻断时，L、C、R与交流电源刚好组成串联振荡电路，如不串电阻R，电容两端将会产生比电源电压高得多的振荡电压，将导致晶闸管被击穿。②限制晶闸管开通损耗与电流上升率。在晶闸管承受正向电压未导通时，电容C已充电，极性如图2-16所示。在晶闸管触发导通的瞬间，电容C迅速经晶闸管放电。若没有电阻限流，这个放电尖峰电流很大，不仅增加晶闸管开通损耗，而且使流过晶闸管的电流上升率di/dt过大，易损坏晶闸管。在并接阻容元件时，接线要尽量短，以使保护效果较好。
阻容吸收元件参数可按表2-5所提供的经验数据选取，电容耐压一般选晶闸管额定电压的1.1～1.5倍。
图2-15 晶闸管关断过程过电压波形
图2-16 用电容吸收抑制关断过电压
表2-5 晶闸管阻容元件经验数据
电阻功率：
PR=fCU2m×10-5 （2-10）
式中 f——频率，取50Hz；
Um——晶闸管工作峰值电压（V）；
C——与电阻串联的电容量（μF）；
PR——电阻选取的功率（W）。
（4）交流侧过电压及其保护
由于接通、断开交流侧电源时出现暂态过程而引起的过电压称为交流侧操作过电压。另一种是由于交流电网遭受雷击或从电网侵入的干扰过电压，这种过电压作用时间长、能量大，称为交流侧浪涌过电压。由于这两种过电压特点不同，所以采用的保护方法也不同，现分别介绍如下。
1）交流侧操作过电压如图2-17所示。由于操作交流侧电源的暂态过程而出现瞬时过电压，一般发生在下列情况时：
①静电感应过电压如图2-17a所示。由于一次、二次绕组之间存在分布电容C0，在Q合上的瞬间，一次高电压经C0耦合到二次绕组上出现瞬时过电压。通常可以在变压器二次侧或在三相变压器二次侧星形中点与地之间，并联适当的电容（通常为0.5μF），就可显著减小这种过电压，也可在一次侧与二次侧之间附加屏蔽层。
②断开相邻负载电流而引起的过电压，如图2-17b所示。由于相邻负载电流i2的突然断开，流过回路漏抗L的电流突然减小，感应电动势与电源电压u2极性恰好是顺极性相加而引起过电压。
③断开变压器一次绕组空载电流I0（励磁电流）引起的过电压，如图2-17c所示。在变压器空载且电源电压过零（即励磁电流最大）时，断开一次侧开关Q，由于i0突变，故在二次绕组感应出很高的瞬时过电压，这种尖峰过电压很可能达到电源电压峰值的6倍以上，对晶闸管极为不利。
交流侧操作过电压都是瞬时的尖峰电压，抑制这种尖峰过电压的有效方法是并联阻容吸收电路，几种接法如图2-18所示。
阻容吸收电路中变压器铁心释放的磁场能量WL=LmI2/2，转化为电容器的电场能量WC=CU2m/2后储存起来。由于电容两端的电压不能突变，故能有效地抑制尖峰过电压，C值越大，抑制效果越好。串联R的目的同样是为了在能量转化过程中消耗部分能量，抑制回路的振荡。
选择电容C的出发点是假设磁场能量WL全部被电容所吸收（实际上不会，因为操作开关的触点出现电弧会消耗一部分能量），在允许两倍或3倍过电压情况下，电容数值估算如下：
式中 Sφ——变压器每相容量，单位为VA；
I0%——变压器空载电流百分数，通常取4%～10%（容量越大，I0%值越小）。
对于一般整流装置，通常C的容量仅取式（2-11）计算结果的1/3。电容器额定电压取正常工作时阻容两端交流电压有效值的1.5倍。
电阻R是根据电路允许产生的衰减振荡进行估算的，其公式如下：
式中 IC、UC——电容C正常工作时电流与电压的有效值。
图2-17 交流侧操作过电压
a）静电感应过电压 b）断开相邻负载的过电压 c）断开变压器励磁电流的过电压
式（2-11）与式（2-12）是根据单相条件推导所得。对于三相电路，如果变压器二次绕组接线方式与阻容吸收电路接线方式相同，则上述计算公式完全适用。如果两者接线方式不同，则可先按接线方式相同进行计算，然后把阻容电路作
变换，变换公式为：
对于大容量的变流装置，三相阻容吸收设置较庞大，可采用图2-18d所示的整流式阻容吸收电路。它虽然多了一个三相整流桥，但只用一个电容。由于只承受直流电压，所以可采用体积比较小的电解电容，而且还可以避免晶闸管导通时电容的放电电流通过晶闸管。电路中电容C的计算同式（2-11），耐压应大于交流线电压峰值的1.5倍。RC与R（单位均为Ω）可按下式估算：
式中 U2l、I2l—变压器二次线电压和线电流有效值（V、A）；
Ud、Id——整流输出电压和电流的平均值（V、A）；
PRC——电阻RC的功率（W）。
图2-18 交流侧阻容吸收电路的几种接法
a）单相联结 b）三相
联结 c）三相△联结 d）三相整流联结
电阻R只在过电压时才流过瞬时电流，所以电阻R的功率可不必专门考虑，一般取4～10W。
2）交流侧浪涌过电压。由于发生雷击或从电网侵入的高电压干扰而造成的晶闸管过电压，称为浪涌过电压。浪涌过电压作用的时间长，能量大，因此无法用阻容吸收电路来抑制，只能采用类似稳压管稳压原理的压敏电阻或硒堆元件来保护。
目前有一种新型非线性过电压保护元件——金属氧化物压敏电阻（简称为压敏电阻），它的系列型号为MY31，外形如图2-19所示。
压敏电阻的正反向伏安特性都具有很陡的稳压特性。正常电压工作时，压敏电阻没有击穿，漏电流极小（通常为微安级），几乎无损耗。遇到过电压被击穿，可通过高达数千安的放电电流，因此抑制过电压的能力很强。另外压敏电阻还具有反应快、体积小和价格低等优点，正逐步取代硒堆。压敏电阻接法与硒堆相同，如图2-20所示。
压敏电阻的主要特性参数有：
图2-19 MY31型压敏电阻外形
图2-20 压敏电阻的接法
a）单相联结 b）三相
联结 c）三相△联结
①漏电流为1mA时的额定电压U1mA；
②放电电流达到规定值I
时的电压U
，其数值由残电压比U
/U1mA所决定；
③允许的通流容量，即在规定波形下（冲击电流前沿8ms，波长20ms），允许通过的浪涌峰值电流（kA）。
压敏电阻的选用主要考虑额定电压和通流容量。额定电压通常以30%的裕量来选择，即
（取系列值）。U为压敏电阻两端正常工作时承受的电压有效值（单位为V）。通流容量的选择原则是压敏电阻允许通过的最大电流应大于泄放浪涌电压时流过压敏电阻的实际浪涌峰值电流。
（5）直流侧过电压及其保护
直流侧由于是电感性负载，在某种情况下，因Ld储存的能量很大会发生浪涌过电压，如图2-21所示。当整流桥中某两桥臂突然阻断（如快熔熔断或晶闸管管心烧断）时，因大电感Ld中的电流突变，而感生出很高的电动势，并通过负载加在另外处于关断状态的晶闸管上，可能造成晶闸管硬开通而损坏。对这种过电压抑制的有效方法是：在直流负载两端并接压敏电阻或硒堆等来保护，如图2-20所示。
*2.1.3 工程应用实例
图2-21 整流桥突然断开引起的过电压
图2-22所示为4.5kW直流电动机无级调速电路工作原理。其主电路由单相桥式整流电路VD1～VD4、晶闸管VT、直流电动机M组成。通过改变晶闸管导通角，来改变电动机电枢两端的电压。励磁电路由VD6～VD9组成单相桥式整流电路向励磁线圈供电，保证励磁电路接通后，电枢电路才能工作。
控制电路为一单结晶体管张弛振荡器，调节RP1的值就可以控制触发脉冲输出的时间。例如调整RP1使给定电压升高，则V1基极电位升高趋于导通。V1导通后，集电极电位下降，使V2导通。V2的集电极电流增大，C4充电速度加快，使V3发出脉冲的时间提前，这样VT导通角增大，输出电压增大，电动机转速增加。如果使RP1得到的给定电压下降，则VT的导通角减小，电动机转速降低。
图2-22 4.5kW直流电动机无级调速电路工作原理图
V1—3DG6B V2—3AX31B V3—BT33B V4—2CW20B VT—KP50-5 RP1—2.7kΩ/2W RP2—1.5kΩ/50W R1—30Ω/50W R2，R3—24Ω/500W R4—5kΩ/50W R5—5.6kΩ R6—2kΩ/50W R7—1kΩ/1W R8—10kΩ R9—1.5kΩ R10—1kΩ R11—360Ω R12—560Ω R13—10kΩ R14—15kΩ C1—2μF/400V C2—2.4μF/400V C3—2.4μF/400V C4—0.1μF/160V C5—100μF/16V
该系统还采用了电压负反馈自动稳压环节。RP2、R4分压后取出一部分作为反馈信号，与给定电压反向叠加，形成负反馈。当负载增加或电网电压下降时，反馈电压也降低，使得加到V1基极的叠加电压上升，触发脉冲前移，VT导通角增加，输出直流电压上升，使电动机转速上升，维持原来转速不变。反之，当负载减小或电网电压升高引起电动机转速上升时，电动机电枢两端电压上升，反馈电压也上升，使得加到V1基极的叠加电压下降，触发脉冲后移，VT导通角变小，输出直流电压减小，使电动机转速降低，同样维持在原来转速不变。
2.2 门极关断晶闸管
门极关断晶闸管（Gate Turn Off Thyristor，GTO）如图2-23所示。它与普通晶闸管相比，属“全控型器件”或“自关断器件”，既可控制器件的开通，又可控制器件的关断。因此，使用GTO的装置与使用普通型晶闸管的装置相比，具有主电路器件少，结构简单；装置小巧；无噪声；装置效率高；易实现脉宽调制，可改善输出波形等优点。其结构如图2-24所示，也属于PNPN四层三端器件。
图2-23 门极关断晶闸管
2.2.1 门极关断晶闸管的特性及参数
1.GTO的特性
GTO是通过门极信号进行接通和关断的晶闸管，其工作特点是：
1）导通条件：在门极和阴极之间加一个正向电压，即G（+）、K（-），GTO导通。
2）关断条件：在门极和阴极之间加一个反向电压，即G（-）、K（+），GTO关断。
图2-25为GTO的工作电路简图。A、K和G分别为GTO的阳极、阴极和门极，EA和RK分别为工作电压和负载电阻；EG1和RG1分别为正向触发电压和限流电阻；EG2和RG2分别为反向关断电压和限流电阻。当S置于“1”时，GTO导通，阴极电流IK=IA+IG。当S置于“2”时，GTO关断。
2.GTO的参数
（1）最大门极关断阳极电流IATO
这是标称GTO额定电流容量的参数。它和普通晶闸管不同，普通晶闸管是以一定波形下的电流平均值来作为额定电流。实际上，GTO的电流限制有两个：一个是发热限制，即GTO的额定工作结温的限制；另一个是利用门极负电流脉冲可以关断的最大阳极电流的限制，这是由GTO的临界饱和导通条件所限制的。阳极电流过大，GTO便处于较深的饱和导通状态，会导致门极关断失败。一般都以最大门极关断阳极电流作为GTO的标称电流（通常说多少安培的GTO就是指这一电流）。
实际上，GTO的最大门极关断阳极电流不是一个固定不变的值。门极负电流脉冲波形、电路参数及工作条件都会对它有一定的影响。
（2）电流关断增益βoff
图2-24 GTO的结构图
a）GTO芯片 b）GTO剖面 c）GTO立体结构 d）符号
GTO是用门极负电流脉冲来关断阳极电流的。一般总希望用较小的门极电流来关断较大的阳极电流。最大门极关断阳极电流IATO和门极负电流最大值IGM之比被称为电流关断增益。一般βoff只有5左右。
βoff是GTO的一个重要参数，其值越大，说明门极电流对阳极电流的控制能力越强。
（3）擎住电流IL
GTO经门极触发刚从断态转入通态，撤除门极信号后GTO仍能维持导通所需要的最小阳极电流。其含义和普通晶闸管基本相同。不同的是，GTO是多元集成结构，各GTO元的擎住电流值不可能完全相同。因此，GTO的擎住电流通常指所有GTO元都达到其擎住电流值时的阳极电流。GTO达到擎住电流时，正好是处于饱和导通的临界值。
图2-25 GTO的工作电路简图
（4）维持电流IH
维持电流的基本含义和普通晶闸管相同。但是因为GTO是多元集成结构，把阳极电流减小到开始出现某些GTO元不能再维持导通时的值称为整个GTO的维持电流。可以看出，当阳极电流比维持电流略小时，只要有的GTO元还能继续维持导通，则从外部看GTO就仍处于通态。
GTO的维持电流IH和擎住电流IL比普通晶闸管大得多。如通态电流为3000A的普通晶闸管维持电流为300mA，而GTO的维持电流将达40A。
（5）门极关断电流IGM
它是GTO从通态转为断态所需的门极反向瞬时峰值电流的最小值。
IGM=IATO/βoff （2-20）
即门极负脉冲的电流幅值IGM≥IATO/βoff，GTO才能关断。由于电流关断增益很小，所以关断GTO所需的门极瞬时负电流很大。但由于管子关断只要负窄脉冲，所以门极平均功率并不大，GTO的功率增益仍然很大。
当IATO一定时，βoff随门极负电流上升率的增加而减小；而门极负电流上升率一定时，βoff随IATO的增加而增加。
（6）开通时间ton
开通时间是指延迟时间td和上升时间tr之和，即：
ton=td+tr （2-21）
GTO的延迟时间td约1～2μs，上升时间tr随通态阳极电流值的增大而增大。
（7）关断时间toff
关断时间一般指储存时间ts和下降时间tf之和，即：
toff=ts+tf （2-22）
储存时间随阳极电流的增大而增大，下降时间一般小于2μs。
GTO的开关时间比普通晶闸管短而比功率晶体管长，因而可工作的频率范围也比普通晶闸管高，而低于功率晶体管。
（8）断态不重复峰值电压URSM
其含义和普通晶闸管相同，但普通晶闸管在超过此电压转折值时不会立刻损坏，而GTO阳极电压超过此值时，可能只有其中个别的GTO元首先转折，全部阳极电流集中于该GTO元，造成局部电流密度过大而损坏。
（9）断态重复最大电压UDRM
在关断时管子能承受而不被击穿的最大重复瞬时电压。
另外，不少GTO都制成逆导型，不能承受反向电压，当需要承受反向电压时，应和二极管串联使用。
2.2.2 用万用表对门极关断晶闸管的检测
GTO的检测如图2-26所示，是介绍利用万用表判定GTO电极、检查GTO的触发能力和关断能力、估测关断增益βoff的方法。
图2-26 GTO的检测
1.判定GTO的电极
将万用表拨至R×1档，测量任意两脚间的电阻，仅当黑表笔接G极，红表笔接K极时，电阻呈低阻值，对其他情况电阻值均为无穷大。由此可判定G、K极，剩下的就是A极。
2.检查触发能力
如图2-26a所示，首先将表Ⅰ的黑表笔接A极，红表笔接K极，电阻值为无穷大；然后用黑表笔尖也同时接触G极，加上正向触发信号，表针向右偏转到低阻值即表明GTO已经导通；最后脱开G极，只要GTO维持通态，就说明被测管具有触发能力。
3.检查关断能力
现采用双表法检查GTO的关断能力，如图2-26b所示，表Ⅰ的挡位及接法保持不变。将表Ⅱ拨至R×10档，红表笔接G极，黑表笔接K极，施以负向触发信号，如果表Ⅰ的指针向左摆到无穷大位置，证明GTO具有关断能力。
4.估测关断增益βoff
进行到第3步时，先不接入表Ⅱ，记下在GTO导通时表Ⅰ的正向偏转格数n1；再接上表Ⅱ强迫GTO关断，记下表Ⅱ的正向偏转格数n2。最后根据读取电流法按下式估算关断增益：
式中 K1——表Ⅰ在R×1档的电流比例系数；
K2——表Ⅱ在R×10档的电流比例系数。
也可以按下式估算βoff值：
βoff≈10n1/n2 （2-24）
式（2-24）的优点是，不需要具体计算IATO、IGM之值，只要读出二者所对应的表针正向偏转格数，即可迅速估测关断增益值。
5.注意事项
1）在检查大功率GTO器件时，建议在R×1档外边串联一节1.5V电池E′，注意电池极性，以提高测试电压和测试电流，使GTO可靠地导通。
2）要准确测量GTO的关断增益βoff，必须有专用测试设备。但在业余条件下可用上述方法进行估测。由于测试条件不同，测量结果仅供参考，或作为相对比较的依据。
2.3 大功率晶体管
大功率晶体管（Giant Transistor，GTR）也称为电力晶体管PTR（Power Transistor），是一种具有发射极（e）、基极（b）、集电极（c）区的三层器件，有NPN和PNP两种结构，故又称为双结型晶体管（Bipolar Junction Transistor，BJT）。它既有晶体管的固有特性，又扩大了功率容量。GTR的缺点是耐冲击能力差，易受二次击穿而损坏，所以使用时必须考虑以下参数：击穿电压、电流增益、耗散功率和开关速度，这4个参数是相互制约的。
2.3.1 GTR的结构及特性参数
1.GTR的结构
双极型硅晶体管有PNP和NPN两种结构。对于GTR常用NPN结构。图2-27所示为GTR的结构及符号示意图。
图2-27 GTR的结构及符号示意图
a）PNP型GTR b）NPN型GTR
2.GTR的特性
GTR通常连接成共发射极电路，其共射连接电路和伏安特性曲线和NPN型晶体管相同，如图2-28所示。其截止区、饱和区和放大区相应于晶体管工作在断态、通态和线性放大状态。乘积Ic·Uce表示晶体管中的损耗。断态时只有很小的漏电流，通态时管压降很小，这两种状态的损耗均很小，而放大区的损耗则很大（图中虚线表示最大允许的功率损耗线）。所以，在电力电子电路中用GTR作功率开关器件时，只允许它工作在关（截止）、开（饱和状态）两种状态，而不允许运行于放大区。GTR必须用基极连续的电流驱动信号才能维持在通态，当移去这个信号时，GTR便自动关断。
图2-28 NPN晶体管的共射连接电路和伏安特性曲线
a）共射连接电路 b）伏安特性曲线
GTR的工作原理、参数特性以及基本的电路形式与普通晶体管是相同的。但GTR作为高频开关使用，经常处于开通和关断的动态过程中。因此，对GTR的开关特性要重视。
图2-29所示为共发射极电路基极加正脉冲信号，GTR由截止状态转为饱和导通状态的波形。其集电极电流是iC、集电极电压是uCE，此时的动态功率损耗P为：
P=uCE·iC （2-25）
由于结电容和过剩载流子的存在，集电极电流的变化总是滞后于基极电流的变化，而且波形边缘倾斜。GTR由截止到饱和导通的过程所用的时间为开通时间tgt，包括延迟时间td和上升时间tr，即：
tgt=td+tr （2-26）
td对应于发射极的充电过程。这段时间内iC仍保持为截止状态的小电流。tr对应于载流子的传输时间，即在接到输入信号后经过tgt时间，GTR的输出信号才可达到ICS（集电极饱和电流）的90%。集电极电压波形在很大程度上取决于负载电路，一般不用它表示GTR的开关特性。图中P则为导通过程中GTR内损耗的功率变化曲线。
图2-29 开通过程
图2-30所示为共发射极电路在饱和导通状态时加负信号，GTR由导通到关断的变化过程。开始一段iC不是立即减小，要经过ts时间（存储时间）iC约达到ICS的90%时，iC才开始减小。ts一般为3～8μs。从集电极电流开始减小直到下降为截止状态时的电流（约为ICS的10%）所需的时间称为下降时间，用tf表示，其数值约为1μs。GTR由导通状态过渡到关断状态所需要的时间称为关断时间tgq。
tgq=ts+tf （2-27）
图2-30中同样也示出了关断过程中功率损耗P=uCE·iC的曲线。
从以上两个动态过程可以看出，P与时间轴包围的面积为动态过程的能量损耗，它们都转化为热能，造成PN结发热、晶体管升温，GTR在高频时为了减小开关能量损耗，就要加快开关过程，减小tgt和tgq。一般采取以下措施：
1）GTR在作为开关管时，其工作点应尽量避开或快速通过伏安特性的线性工作区。在这个区域，GTR有一定的管压降，相当于串接了一个电阻，要消耗一定能量，随着从线性工作区向饱和区过渡，该阻值减小，饱和导通时阻值则接近于零，管压降也可忽略不计。
图2-30 关断过程
2）在GTR开关过程中，存储时间ts最长。它是影响开关速度的主要原因，也是各种缩短动态过程措施的主要目标。GTR在饱和导通时损耗最小，但这个状态形成电荷的过剩存储，在基极接到反向偏压信号后，则需要较长的ts抽取过程，不利于快速关断和截止。故可以通过控制基极电流，或使用一些抗饱和电路，使GTR导通时处于准饱和状态，集电结处于接近线性工作区边缘，以缩短ts。
3）增加基极电流对缩短开通时间tgt和关断时间tgq有效。在开通过程中的延迟时间内，集电极电流基本不增加，只是完成基极电流向发射结电容充电的过程。上升时间则是基极区充电积累过剩载流子所需的时间。在关断过程中，基极区内过剩电荷被抽走，使GTR退出饱和，开始进入线性工作区。下降时间tf则对应着基极区电荷继续抽走和体内复合时间。这样，适当地增加基极电流有利于载流子的快速运动，加快充放电过程。
4）选择结电容小的晶体管。
3.GTR的参数
这里主要讲述GTR的极限运用参数，即最高工作电压、集电极最大允许电流、集电极最大耗散功率和最高工作结温等。
（1）最高工作电压Ucemax
GTR上所施加的电压超过规定值时，就会发生击穿。击穿电压不仅和GTR本身特性有关，还和外部电路的接法有关。
1）BUcbo：发射极开路时，集电极和基极间的反向击穿电压。
2）BUceo：基极开路时，集电极和发射极之间的击穿电压。当集电极和发射极之间加上电压Uce后，使集电极处于反向偏置，发射结处于正向偏置，晶体管流过漏电流Iceo。当Uc升高使集电结出现雪崩击穿时，集电极电流增大，使发射结正偏压增大，发射区注入基区电子增多，而这又促使集电极电流进一步增大。由于雪崩倍增和电流放大之间的相互影响，使BUceo比BUcbo小得多。
3）BUcer和BUces：实际电路中，GTR的发射极和基极之间常接有电阻R，这时用BUcer表示集电极和发射极之间的击穿电压。基极和发射极间接有电阻R后，当集电极反向电流流过基极时，R的分流作用使流过发射结的电流减小。因此，加到发射结的正向电压比基极开路时低，发射区向基区注入的电子减少，晶体管不易击穿。故BUcer比BUceo高。R越小，BUcer越高。当R为0时，发射极和基极短路，其击穿电压用BUces表示。
4）BUcex：发射结反向偏置时，集电极和发射极之间的击穿电压。发射结反向偏置时，发射区注入基区电子显著减少，击穿电压增高。
图2-31给出了各种情况下GTR的击穿电压示意图。
电路中的GTR发生电压击穿后就不能正常工作，但并不一定损坏。只要击穿的时间足够短，且不超过最大允许的功率损耗，其特性还会恢复。
（2）集电极最大允许电流ICM
GTR流过的电流过大时，会使其电参数劣化，性能不稳定。因此，必须规定集电极最大允许电流。可按如下方法之一定额：
1）直流电流放大系数下降到规定值的1/3～1/2时；
2）集电极电流与饱和压降Uces的乘积等于允许功耗时的集电极电流；
3）引起内部引线熔断的集电极电流；
4）引起集电结毁坏的集电极电流。
图2-31 GTR的击穿电压示意图
前两项决定直流最大允许电流，后两项决定最大脉冲允许电流。大多数厂家以方法1）定额ICM，以方法3）定额脉冲ICM，或根据经验，后者为前者的1.5～3倍。但不管怎样，在使用中都不应超过定额值ICM。应注意的是，有些厂家产品目录中的电流是样品测试结果，可用的连续导通的ICM，在额定结温下，仅是目录中所给数值的60%～70%。
（3）集电极最大耗散功率PCM
集电极最大耗散功率是GTR容量的重要标志。GTR功耗的大小主要由集电结工作电压和工作电流的乘积来决定，它将转化为热能使GTR升温，GTR会因温度过高而烧坏，因此GTR使用时应采取必要的散热措施。
GTR在关断时集电结电压很高而集电极电流几乎为零，在导通时集电极电流很大而集电结电压很低，因此PCM并不是BUceo和ICM的乘积，而是小得多。实际使用时，集电极允许耗散功率和散热条件与工作环境温度有关。PCM是在最高工作温度条件下的耗散功率。
（4）最高工作结温TJM
GTR结温过高时，会导致热击穿而烧坏。TJM是晶体管能正常工作的最高允许结温。
2.3.2 GTR的驱动电路
在实际应用中，GTR的基极驱动电路的种类虽然很多，但以下3点是驱动电路的共同趋势：
1）为提高开关速度，应采取措施保证在集电极电流变化时，基极电流自动调节，以使GTR随时工作在临界饱和状态。
2）为了使GTR安全运行，尽可能采取多种保护措施。
3）为使电路简化、功能齐全，尽可能采用集成电路。
1.对基极驱动电路的要求
GTR理想的基极驱动电流波形如图2-32所示。通常对GTR基极驱动电路的要求是：
1）GTR开通时要采用强驱动，基极电流前沿要陡，并应有一定的过饱和驱动电流（Ib1），以缩短开通时间，减小开通损耗。过饱和系数一般为1.5～2。
2）GTR导通后应相对减小驱动电流（Ib2），维持器件处于准饱和状态，以降低驱动功率，减小存储时间。
图2-32 GTR理想的基极驱动电流波形图
3）GTR关断时要提供较大的反向基极电流（Ib3），以迅速抽取基区的剩余载流子，缩短关断时间。反向过驱动系数一般为1～2。
4）GTR关断期间要维持一定的反向偏置电压，在GTR开通前，反偏电压应降为零。
5）为防止主电路与控制电路的干扰，驱动电路应采取隔离措施。
6）为防止GTR因过电流而进入线性工作区，应设置自动保护。
2.基极驱动电路
GTR驱动电路的基本形式按基极电流的控制方式分为恒流驱动和比例驱动两大类。恒流驱动时基极电流保持不变，因此，GTR的饱和深度随负载电流的变化而变化，导致轻载或空载时饱和深度增加，存储时间增大。比例驱动则使基极电流能按集电极电流大小自动进行调整，维持GTR通态时饱和深度基本不变，从而降低轻载时的驱动功率。但驱动线路相对恒流驱动复杂一些。此外，按主电路与控制电路的隔离方式，驱动电路可分为电磁耦合方式（磁耦式）与光耦合方式（光耦式）；按驱动电路中器件的类型分为分立式与集成式；兼有保护功能的驱动电路称为安全型等。下面介绍两种典型的驱动电路。
（1）恒流驱动电路
图2-33a所示为简单的恒流驱动电路，图中C为加速电容。当输入信号ui为低电平时，光耦合器VL导通，晶体管V1、V2截止，GTR导通。在V1、V2截止瞬间，电容C使R5短路，GTR的初始基极电流为：
图2-33 恒流驱动电路及基极电流波形图
a）恒流驱动电路 b）基极电流波形
正常导通时，电容C充电过程结束，流过GTR的基极电流和电容C上的电压分别为Ib和UC。
式中 β——GTR的直流增益。
电容C除具有加速导通作用外，在基极电路中还具有截止反偏的作用。
当ui为高电平时，光耦合器VL截止，晶体管V1、V2导通，电容C放电，UC反向加于GTR基射极之间，加速GTR关断。图2-33b为有加速电容时的基极电流波形。电容C的数值受GTR最小导通时间ton（min）的限制。ton（min）越短，电容C的值应选得越小些，相应地C的储能也就越少，这有可能导致GTR关不断。因此，该电路只适用于开关频率较低的情况。
（2）光耦式比例驱动电路
图2-34所示为光耦式比例驱动实用电路。电路中控制信号经光耦合器件与驱动放大电路及GTR隔离。由二极管VD2、VD3和GTR组成抗饱和电路，也称贝克钳位电路。当轻载时，GTR的饱和深度增加而使饱和压降UCES减小，二极管VD2导通，将基极电流分流，流入GTR的集电极，从而减小GTR的饱和深度；当过载或直流增益减小时，GTR的UCES增加，原来经VD2旁路的电流会自动回到基极，确保GTR不会退出饱和，这样可使GTR在负载变化时，饱和深度基本不变。V6、R5、C2、二极管VD4、VD5和稳压管VS1的作用是使GTR在截止时，基射极间承受反偏电压，加速GTR的关断。VS1的稳压值约为2～3V。反偏压过低，效果不明显；过高则可能损坏GTR。电容C1可消除晶体管V4和V5产生的高频寄生振荡。当输入信号ui为高电平时，晶体管V1、V2及光耦合器VL均导通，晶体管V3截止，V4和V5导通，V6因处于反偏而截止，GTR导通。电容C2起加速导通作用，充电结束时C2上的电压为左正右负，其大小由电源电压UCC和R4、R5的比值决定。
图2-34 光耦式比例驱动实用电路
当ui为低电平时，V1、V2、VL均截止，V3导通，V4和V5截止，V6导通。C2的放电路径为：①C2→V6的e、b→V3的c、e→VS1→VD5→VD4→C2，为V6提供基极电流，同时利用V6的e、b结电压使V4、V5处于反偏；②C2→V6的e、c→GTR的e、b→VD4→C2，为GTR提供反向基极电流，加速GTR的关断，该过程很短暂，一旦GTR完全截止，其电流即为零；③C2→V6的e、c→VS1→VD5→VD4→C2，由于VS1导通，GTR的b、e结承受反偏电压，保证其可靠截止。
3.集成模块化驱动电路
该电路克服了一般电路元器件多、电路复杂、稳定性差、使用不便等缺点，且增加了一些保护功能。下面举两个例子。
（1）驱动模块
常见的驱动模块是EXB35N系列驱动模块。例如EXB357驱动器的外形见图2-35，其电性能见表2-6。
图2-35 EXB357驱动模块外形图
表2-6 EXB357驱动器的电性能
图2-36为EXB357驱动模块应用电路图。其使用条件如下：
1）壳体温度TC=-10～58°C。
2）驱动晶体管的结温Tj=-10～130°C。
3）驱动电路和被驱动GTR模块之间的连线必须短于30cm。
4）关断电流必须小于405A。
5）UCC=UEE=（8.5±15%）V。
6）V1由两个2SB757晶体管并联，R=0.09Ω。
（2）驱动芯片
使用基极驱动芯片UAA4002可以简化基极驱动电路，提高基极驱动电路的集成度、可靠性、快速性。它将对GTR的最优驱动和完整保护结合起来，使GTR可以运行于自身保护的准饱和最佳状态。
1）UAA4002的特点。UAA4002是封装于CB-79型基片上的塑封式16引脚双列直插式集成电路，具有以下特点：
①UAA4002能把接收到的使GTR导通的逻辑信号转变为加到GTR的基极电流信号，从而保证作为开关管的GTR运行于临界饱和状态时的自动调节，达到缩短GTR的关断时间、减小开关损耗的目的。
图2-36 EXB357驱动模块应用电路图
②UAA4002可为GTR提供幅值为3A的反向基极电流，足以使GTR快速关断。
③图2-37所示为UAA4002模块的原理框图。图中，由UAA4002内部的逻辑处理器完成对GTR的保护功能。在GTR导通时，该处理器监控基极—发射极饱和压降和集电极电流。同时也监控UAA4002本身工作的正负电源电压和芯片的工作温度。如有非正常情况，UAA4002在该导通周期末储存错误信息，避免导致GTR重新开通的可能。逻辑处理器的最大和最小导通时间可以由用户自己设定。
由此可知，UAA4002作为GTR的驱动电路，具有对GTR进行过电流、过电压、过饱和、欠饱和以及UAA4002自身的过热保护等功能。
2）UAA4002的引脚功能和用法。UAA4002的引脚排列如图2-38所示，其引脚功能见表2-7。
图2-37 UAA4002模块的原理框图
图2-38 UAA4002的引脚排列图
表2-7 UAA4002引脚功能
3）UAA4002的应用。图2-39为采用UAA4002驱动GTR的电路图。UAA4002为“电平”工作模式，时间常数为2.8μs，这正是大功率晶体管BUV54的吸收电路R-C-VD网络时间常数的4倍。UAA4002的正驱动输出级电源，通过15Ω的电阻接到UAA4002的工作电源UCC，因而，为BUV54提供的最大正向基极电流近似为0.45A，最大集电极电流限制在10A。
图2-39 采用UAA4002驱动GTR的电路图
2.3.3 GTR的保护电路
为了使GTR在厂家规定的安全工作区内可靠地工作，必须对其采取必要的保护措施。对GTR的保护比较复杂，因为它的开关频率较高，采用快速熔断器保护是无效的。一般采用缓冲电路，主要有RC缓冲电路、充放电型R-C-VD缓冲电路和阻止放电型R-C-VD缓冲电路3种形式，GTR的缓冲电路如图2-40所示。
图2-40 GTR的缓冲电路
a）RC缓冲电路 b）充放电型R-C-VD缓冲电路 c）阻止放电型R-C-VD缓冲电路
RC缓冲电路较简单，它对关断时集电极—发射极间电压上升有抑制作用，只适用于小容量的GTR（电流10A以下）。
R-C-VD缓冲电路增加了缓冲二极管VD2，可以用于大容量的GTR。但缓冲电路的电阻较大，不适合用于高频开关电路。
阻止放电型R-C-VD缓冲电路，常用于大容量GTR和高频开关电路缓冲器。最大的优点是缓冲产生的损耗小。
为了使GTR正常可靠地工作，除采用缓冲电路之外，还应设计最佳驱动电路，并使GTR工作于准饱和状态。此外，还应采用电流检测环节，出现故障时封锁GTR的控制脉冲，使其及时关断，保证GTR电控装置安全可靠地工作。在GTR电控系统中还应设置过电压、欠电压和过热保护单元，以保证安全可靠工作。
2.4 MOS器件
2.4.1 功率MOSFET
功率MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）即功率场效应晶体管是一种金属—氧化物—半导体场效应晶体管。它是压控型器件，其门极控制信号是电压不是电流。
1.结构
MOSFET有N沟道和P沟道两种。N沟道中载流子是电子，P沟道中载流子是空穴，都是多数载流子。其中每一类又可分为增强型和耗尽型两种。所谓耗尽型就是当栅源间电压UGS=0时存在导电沟道，漏极电流ID≠0；所谓增强型就是当UGS=0时没有导电沟道，ID=0，只有当UGS＞0（N沟道）或UGS＜0（P沟道）时才开始有ID。
功率MOSFET绝大多数做成N沟道增强型，这是因为电子导电作用比空穴大得多。而P沟道器件在相同硅片面积下，由于空穴迁移率低，其通态电阻Ron是N型器件的2～3倍。
功率MOSFET和小功率MOS管的导电机理相同，但结构有很大差异，且每一个功率MOS都是由许多（104～105）个小单元FET并联而成。图2-41是垂直沟道双扩散管一个MOSFET单元的结构示意图。在重掺杂、电阻率很低的N-衬底上，外延生长N-型高阻层，N+型区和N-型区共同组成功率MOS的漏区。在N-型区有选择地扩散P型沟道体区，漏区与沟道体区的交界面形成漏区PN结J。在P型体区内，再有选择地扩散N+型源区，且沟道体区与源区被源极S短路，所以源区PN结处于零偏置状态。在P和N-上层与栅极G之间有二氧化硅作栅极金属与导电沟道的隔离层。
功率MOSFET的电路符号如图2-42所示。图2-42a表示N型沟道，电子流出源极；图2-42b表示P型沟道，空穴流出源极；图2-42c是功率MOSFET的等效电路。
图2-41 垂直沟道双扩散管一个MOSFET单元的结构示意图
图2-42 功率MOSFET的电路符号
a）N型沟道 b）P型沟道 c）等效电路
当D、S间施加负电压（源极为正，漏极为负）时，PN结为正偏置，相当于一个内部反向二极管（不具有快速恢复特性），即功率MOSFET无反向阻断能力，可视为一个逆导元器件。
由功率MOSFET工作原理可以看出，其导通时只有一种极性的载流子参与导电，所以也称为单极型晶体管。
2.功率MOSFET的主要参数及特性
（1）功率MOSFET的主要参数
1）漏极额定电流ID和峰值电流IDM。ID是流过漏极的最大连续电流，IDM是流过漏极的最大脉冲电流。这两个电流参数主要受器件工作温度的限制。作为高频开关器件使用时，由于功率MOSFET的开关损耗比双极型晶体管的损耗低得多，选用时，功率MOSFET的裕量可以小一些。如9～13W节能灯镇流器，当用双极型开关管时，应选用2～4A的器件，而用功率MOSFET时，选用0.5A就足够了。
2）通态电阻RDS（ON）。通态电阻RDS（ON）是功率MOSFET非常重要的参数，它是功率MOSFET导通时漏源电压与漏极电流的比率，直接决定漏电流。当功率MOSFET导通时，漏极电流流过通态电阻，产生耗散功率。通态电阻值越大则耗散功率越大，越易损坏器件。通态电阻与门极电压有关，随着门极电压的升高而减小。但门极电压不是越高越好，过高的门极电压会延缓开通与关断时间，所以一般选择门极电压为12V。
随着漏极电流的上升，尤其上升到大于额定电流ID时，通态电阻值将增大。这时耗散功率将大幅度上升，器件的结温也上升很快。如果超过最大额定结温，器件将损坏。
3）阈值电压UGS（th）。阈值电压UGS（th）就是漏极流过一个特定的电流所需的最小栅源控制电压。实际使用时，所加栅源电压是阈值电压的1.5～2.5倍，以利于沟道充分反型，获得较小的沟道压降。通常，用作逻辑接口等的高速器件，UGS（th）为0.8～2.5V，而功率MOS-FET的UGS（th）为2～6V。因此，功率MOSFET有较高的阈值电压，也就是说有较高的噪声容限和抗环境干扰能力，这给电路设计提供了方便，几乎所有的栅源驱动电压都设计为15V。
阈值电压UGS（th）与温度是负温度系数函数关系，即随着温度的上升而不断减小。
4）漏源击穿电压U（BR）DSS。漏源击穿电压U（BR）DSS是在UGS=0时漏极和源极所能承受的最大电压。功率MOSFET绝对不能超过这个电压值。漏源击穿电压U（BR）DSS与结温是正温度系数函数关系，即随着温度的上升而不断增加。
（2）功率MOSFET的特性
功率MOSFET是用栅极电压来控制漏极电流的，因此同双极型晶体管相比，功率MOS-FET具有两个显著的特点：一个是驱动电路简单，驱动功率小；另一个是开关速度快、工作频率高。另外，其热稳定性也优于双极型晶体管。
1）功率MOSFET的输出特性。图2-43所示为功率MOSFET的输出特性，图2-44所示为双极型晶体管的输出特性。A区称作线性区，B区称作饱和区。将二者对比可见，功率MOSFET与双极型晶体管有以下3点不同：
①功率MOSFET的门极输入控制信号是电压而不是电流。
图2-43 功率MOSFET的输出特性
图2-44 双极型晶体管的输出特性
②在线性区，双极型晶体管的曲线斜率比功率MOSFET的大，说明功率MOSFET的通态电阻比双极型晶体管的大。
③在饱和区，双极型晶体管的曲线比功率MOSFET的陡，说明功率MOSFET是更好的恒流源，更适合工作在开关状态。
2）功率MOSFET的转移特性。转移特性是在漏源电压一定的情况下，漏极电流与栅源控制电压之间的关系。它反映了输出电流与控制电压之间的关系。当功率MOSFET充分导通时，栅源控制电压很高，电压的变化不会影响漏极电流。
3）功率MOSFET的开关特性。因为功率MOSFET是多数载流子器件，没有与关断时间相联系的存储时间，所以它的速度是比较快的。它的开通与关断只和电容的充放电有关，其开关只是驱动这些非线性电容。因此功率MOSFET开关时间的大小与驱动电路的输出阻抗有很大关系。
图2-45是功率MOSFET的开关过程波形。在开通延时时间td（ON）中，驱动电路给输入电容Ciss充电到UGS（th），没有漏极电流流过，漏极电压保持在UDD。在开通上升时间tr中，驱动电路给输入电容Ciss充电到阈值电压UGS（ON），输出电容Coss放电，漏极电压从UDD下降，接近通态管压降UDS（ON）。
漏极电流ID从零开始增大，接近最大值。当UDS接近UDS（ON）时，输出电容值迅速上升，如图2-46所示，减缓了ID的增大。在关断延时时间td（OFF）中，电容Ciss通过栅极阻抗放电，漏极电流通过负载充电。由于UDS很低时输出电容Coss很大，故在关断开始时UDS上升很慢。
图2-45 功率MOSFET的开关过程波形图
图2-46 输入、输出电容是栅源电压、漏源电压的非线性函数
在下降时间tf中，输出电容Coss随着漏极电压的上升迅速下降，实际上几乎不需要漏极电流给Coss充电，UDS快速上升到UDD。
从功率MOSFET的开关过程可以看到，开通、关断时间与输入、输出电容有密切的关系。输入、输出电容是栅源电压、漏源电压的非线性函数，如图2-46所示。
图2-47 功率MOSFET极间电容的等效电路图
输入电容Ciss（即CGS+CGD）、输出电容Coss（即CDS+CGS）和反馈电容Crss（即CGD）是应用中常用的参数。功率MOSFET极间电容的等效电路如图2-47所示。
总之，功率MOSFET的开关速度和工作频率比GTR要高1～2个数量级，它的开关时间和频率响应主要取决于栅极输入端电容的充放电时间。作为一级近似，器件的开关时间可由输入电容和栅极电路等效电阻的乘积来决定。功率MOSFET的开关时间为几微秒至几十微秒，而GTR的开关时间为50～500μs。因此，功率MOSFET的开关频率要高得多，可达500kHz以上。
3.用万用表对功率MOSFET的测试
1）测试前的防静电。双手应先接地（如触摸水管）释放静电，或手腕上带上接地环，以防止静电损毁MOS器件。
2）栅极G的判定。用万用表R×100Ω档，测量场效应晶体管任意两引脚之间的正、反向电阻值，其中有一次测量时两引脚电阻值为数百欧，此时两表笔所接的引脚是漏极D与源极S，则另一引脚为G极。
3）漏极D、源极S及类型的判断。用万用表R×10kΩ档，测量D极与S极之间正、反向电阻值，正向电阻值约为几十千欧姆左右，反向电阻值在（5×100kΩ）～∞。在测反向电阻时，红表笔所接的引脚不变，黑表笔脱离所接引脚后，与G极触碰一下，然后黑表笔去接原引脚，此时会出现两种可能：
①若万用表读数由原来的较大阻值变为零（在R×10kΩ档），则此时红表笔所接为S极，黑表笔所接为D极，用黑表笔触碰G极万用表读数变为0，则该场效应晶体管为N沟道型场效应晶体管。
②若万用表读数仍为较大值，则黑表笔接回原引脚，用红表笔与G极触碰一下，此时万用表读数由原来较大阻值变为0，则此时黑表笔所接为S极，红表笔所接为D极，触碰G极万用表读取仍为零，该场效应晶体管为P沟道型场效应晶体管。
4）场效应晶体管好坏的判别。用万用表R×1kΩ档测量场效应晶体管的任意两引脚之间的正、反向电阻值，如果出现两次或两次以上电阻较小时，则该场效应晶体管已损坏。
4.功率MOSFET的保护技术
（1）栅源过电压保护
过高的栅源电压将击穿栅源氧化层，并产生永久性损坏。
最简单的解决办法是在栅源两端加一个起电压钳位作用的稳压二极管，以防止超出栅源电压的额定值。当然，最基本的办法还是使栅极驱动电路的阻抗足够低，这样不仅能限制栅源电压在额定值以下，而且使得栅极上的瞬态电压不会发生寄生开通。
一般，功率MOSFET的栅源电压不允许超过20V，在栅源两端反接一个稳压二极管（稳压值为15V），即可实现栅源过电压保护。
（2）漏源过电压保护
在漏极电路的供电电压远低于功率MOSFET额定电压的时候，功率MOSFET也可能遭受瞬态过电压而毁坏。这个瞬态过电压就是由于功率MOSFET关断时电路中电感的影响造成的。
图2-48所示为由于电路中电感的影响，当VF1关断时产生的电压尖峰。VF1开关的速度越快，产生的电压尖峰就越高。因为电感在实际电路中总是不同程度地存在着，所以，在开通、关断时总是存在感生瞬态过电压的危险。当然，通常主电感元件都是被钳位的，如图2-49所示。但是杂散电感仍然存在，瞬态过电压仍将发生。
解决此问题的第一步是通过仔细地进行电路布局来把残留的杂散电感降低到最低点；第二步是在靠近功率MOSFET的漏源两端加钳位稳压管VS1，如图2-50所示。图2-51所示为一种交流钳位电路，此钳位电路比在漏源两端直接加稳压二极管效果好一些。
（3）峰值电流保护
所有的功率MOSFET都有一个最大的峰值电流额定值。为保证能长期可靠地工作，功率MOSFET工作时不能超过这个额定值。
在实际电路中，如光电、热和电动机类负载，如不加以限制就会产生大的冲击电流。当功率MOSFET突然同一个导通的续流二极管接通时，由于二极管的反向恢复作用，会产生很大的瞬态电流。解决这个问题的办法是选用快恢复型二极管，或降低功率MOSFET的开关速度，以限制续流二极管的峰值反向恢复电流。
图2-48 在非钳位电感性负载关断时漏源瞬态过电压
图2-49 在钳位电感性负载关断时，由于电路杂感所产生的漏源瞬态过电压
图2-50 用漏源钳位稳压管限制瞬态过电压
图2-51 用二极管—电阻—电容电路限制瞬态过电压
（4）有效值电流保护
所有的功率MOSFET都有一个最大的连续直流电流额定值ID。内引线、压焊点和功率MOSFET的金属化设计必须能承受这个连续的额定电流。功率MOSFET在实际状况下工作的总有效值电流不得超过ID额定值。即在功率MOSFET开关应用中，如果峰值电流Ipk占空比为D，只要小于峰值电流额定值，则Ipk的最大允许值就为
。
过电流是功率MOSFET最容易发生的故障，必须考虑其保护措施。实际上，我们并不希望功率MOSFET长期工作在连续电流额定值，而应低于这个值，留出一定的裕量，以保证它安全工作。当漏极电流等于或大于电流额定值时，应该关断功率MOSFET，防止过电流发生。各种过电流保护电路都是根据这个原理设计的。
图2-52所示为一种过电流保护电路。其工作原理是：VF1的漏极电流流过电流检测电阻RS，当电阻两端的电压达到约0.6V时，V3导通，V1和V2互锁导通，VF1的栅极电荷迅速放掉并很快关断，从而把漏极电流降至零。这种“局部”电流检测电路的优点是，消除了扩展延时，动作非常快。
图2-52 过电流保护电路图
当控制电路的驱动电路信号变小时，过电流保护电路不再维持通态，电路复位，并准备等待下一个PWM正驱动信号。R3提供维持通态所需的维持电流。这种电路的优点是，对于+15V的驱动信号，R2和R3使过电流保护电路从控制电路抽取的电流仅为65mA。这不会超过大多数常用集成驱动电路的电流输出能力。R2也足够小，以使对VF1的开关速度的影响最小。
在这个电路中，过电流保护电路在驱动信号的下降沿将处于通态，提供非常快的关断速度。如不希望这样，又要使PWM驱动具有良好的电流驱动能力，则应增加VD1（正向电压低的肖特基管）。此二极管保证V2不会由驱动电路激励导通，而只能由过电流保护电路激励导通。这样，集成驱动电路通过VD1为VF1栅极提供全部栅极关断电流，而不能触发V2。
图2-53的电路保留了与图2-52电路相同的过电流保护功能，但省去了UCC电源。对一般的集成驱动电路，都能独自提供全部导通驱动电流。
NPN型晶体管V1不再具有电流放大功能，而像一个开关。当驱动电路输出高电压时，V1导通，传输驱动电流。当过电流保护电路被过电流信号触发导通时，V1关断，而R3维持过电流保护电路的通态，使其从集成驱动电路抽取的电流小于65mA。来自驱动电路的栅极驱动电流全部流过V1的集电极，所以V1并不会大大地降低功率MOSFET的开关速度。如果VD1在位置A，则每个PWM关断信号，过电流保护电路均触发导通，功率MOSFET具有很短的关断时间。如果VD1在位置B，则只有过电流才能触发过电流保护电路，由集成驱动电路泄放栅极电荷，而无任何电流增大。
需要说明的是，选择电路元器件时要特别注意，检测漏极电流的电阻RS必须是低感电阻，以便使快速上升电流的尖峰和扰动限制到最小，否则可能误触发过电流保护电路。可以在V3的基极—发射极加一个小电容，其容量能抑制RS上的杂散电感产生的电压尖峰即可，否则会引起不必要的保护延迟。漏极电流检测电阻要足够小，使漏极电流在其上产生的电压降不影响功率MOSFET的正常工作。要降低电阻RS上的热损耗，可以用霍耳电流检测器代替电阻RS。霍耳元件成本要比电阻高，但它没有电阻的电感效应和热损耗及压降，而且其响应速度也是非常快的，一般在几百纳秒以下。
图2-53 改进的过电流保护电路图
（5）过热保护
结温过高会使功率MOSFET损坏，因此必须安装在散热器上，使在最大耗散功率和环境温度最坏的情况下，结温低于额定结温Tj（max）（150°C）。
在开关应用中，总功耗是导通损耗和开关损耗之和。开关时间和开关损耗基本上和温度无关，但导通损耗却随温度的升高而增加。这是因为导通电阻RDS（ON）随温度的升高而增大的缘故。
解决过热保护的方法之一是安装一个足够大的散热器，使它的散热能力足以在总功耗一定的情况下，使结温限制在150°C之内。方法二是检测结温，如果结温高于某个值（如100°C），就应该采取关断措施。检测结温一般是依据功率MOSFET的通态电阻RDS（ON）随结温上升而增大的性质，在漏极电流一定的情况下，通态电阻值是和管压降成正比的，所以检测管压降就能检测到结温的情况。
（6）静电保护
由于功率MOSFET是MOS器件，它有一定的输入电容，很容易吸收静电荷，静电荷积累过多，会使极间的电压超过允许值而毁坏器件。因此要注意以下一些问题：
1）功率MOSFET应放置在防静电袋子或导电泡沫塑料内，操作者要带可靠接地的防静电手腕带拿取。
2）用手拿功率MOSFET时，不要用手触摸其管脚。
3）工作台要采用接地的桌子和地板垫。
4）电烙铁要良好接地，在MOSFET电控系统中要设置过电压、欠电压、过电流和过热保护单元，以保证安全可靠地工作。
2.4.2 MOS门控晶闸管
MOS门控晶闸管简称为MCT（MOS Controlled Thyristor），是将MOSFET与晶闸管复合而得到的器件。MCT把MOSFET的高输入阻抗、低驱动功率与晶闸管的高电压大电流、低导通压降的特点相结合，构成大功率、快速的全控型电力电子器件。MCT工作于超擎住状态，是一个真正的PNPN器件。
1.MCT的基本结构与工作原理
MCT是采用集成电路工艺制成的，一个MCT器件由数以万计的MCT元构成。MCT的基本结构如图2-54a所示，它是在PNPN四层晶闸管（SCR）结构中集成了一对MOSFET开关，通过MOSFET来控制SCR的导通和关断。使MCT导通的MOSFET称为on-FET（P沟道），使其关断的MOSFET称为off-FET（N沟道）。一个小的MCT大约有十万个单胞，每个单胞含有一个宽基区NPN晶体管和一个窄基区PNP晶体管（二者组成SCR）以及一个off-FET和一个on-FET。off-FET连接在PNP晶体管的基极、发射极之间，on-FET连接在PNP晶体管的发射极、集电极之间，这两组MOSFET的栅极连在一起，构成MCT的门极G。MCT的等效电路和电路符号如图2-54b、c所示。
当门极G相对于阳极A加负脉冲电压时，on-FET导通，它的漏极电流使NPN晶体管导通，NPN晶体管的集电极电流是PNP晶体管的基极电流，而PNP的集电极电流又反过来维持NPN晶体管导通，通过SCR正反馈，使α1+α2>1，因而MCT导通。当门极相对于阳极加正脉冲电压时，off-FET导通，PNP晶体管的基极电流中断，PNP晶体管关断，破坏了SCR的掣住条件，使MCT关断。一般-15～-5V脉冲可使MCT导通，+10V脉冲可使MCT关断。
图2-54 MCT的基本结构、等效电路和电路符号
a）基本结构 b）等效电路 c）电路符号
从工作原理上分析，MCT与SCR有两点明显的不同：
1）MCT是电压控制器件，SCR是电流控制器件。
2）MCT的开通和关断是通过双门极相对阳极施加负、正脉冲电压来实现；SCR的触发信号是以阴极为基准。
由于MCT集MOSFET和SCR的优点于一身，被认为是大有发展前途的一种新器件。
2.MCT的主要参数
1）击穿电压——没有触发时MCT连续承受的最大电压。
2）正向压降——150°C时额定峰值电流下的正向压降。
3）结温——在标准的塑料外壳场合规定为150°C。
3.MCT的开关速度
MCT的开通延迟时间和开通电流上升时间非常快。对于许多带on-FET的MCT元，如果不受门极驱动上升时间的限制，开通时间约为一个基区渡越时间（数十纳秒），MCT达到最终的通态电压，基本上不存在di/dt的限制。
*2.4.3 工程应用实例
1.开关电源应用
从定义上而言，这种应用需要MOSFET定期导通和关断。这里举一个简单的例子。DC-DC电源中常用的基本降压转换器依靠两个MOSFET来执行开关功能，如图2-55所示。这些开关交替在电感里存储能量，然后把能量释放给负载。目前，人们经常选择几百千赫兹乃至1 MHz以上的频率，而频率越高，磁性元件可以更小更轻。开关电源中还需要注意MOSFET参数，包括输出电容、阈值电压、栅极阻抗和雪崩能量等。
2.电动机控制应用
电动机控制应用是功率MOSFET的另一个主要应用领域。典型的半桥式控制电路采用两个MOSFET（全桥式则采用4个），但这两个MOS-FET的关断时间（死区时间）相等。对于这类应用，反向恢复时间（trr）非常重要。在控制电感式负载（比如电动机绕组）时，控制电路把桥式电路中的MOSFET切换到关断状态，此时桥式电路中的另一个开关经过MOSFET中的二极管临时反向传导电流。于是，电流重新循环，继续为电机供电。当第一个MOSFET再次导通时，另一个MOSFET二极管中存储的电荷必须被移除，通过第一个MOSFET放电，而这是一种能量的损耗，故trr越短，损耗越小。
图2-55 开关电源
3.汽车应用
汽车用功率MOSFET已经得到了长足发展。选用功率MOSFET是因为其能够耐受汽车电子系统中常遇到的卸载和系统能量突变等引起的瞬态高压现象，且其封装简单。同时，电动车窗、燃油喷射、间歇式雨刷和巡航控制等应用已逐渐成为大多数汽车的标配，在设计中需要类似的功率器件。在这期间，随着电动机、螺线管和燃油喷射器日益普及，车用功率MOSFET也不断发展壮大。
汽车设备中所用的MOSFET器件涉及的电压、电流和导通电阻范围较宽。电动机控制设备桥接配置会使用30V和40V击穿电压型号；而在必须控制负载突卸和突升起动情况的场合，会使用60V装置驱动负载；当行业标准转移至42V电池系统时，则需采用75V技术，高辅助电压的设备需要使用100～150V；至于400V以上的MOSFET器件则应用于发动机驱动器机组和高亮度放电（HID）前灯的控制电路。
汽车MOSFET驱动电流的范围在2～100A以上，导通电阻的范围为2～100mΩ。MOS-FET的负载包括电动机、阀门、灯、加热部件、电容性压电组件和DC-DC电源。开关频率的范围通常为10～100kHz，必须注意的是，电动机控制不适用开关频率在20kHz以上。
4.LED灯具的驱动
设计LED灯具的时候经常要使用MOS管，对LED恒流驱动而言，一般使用NMOS。功率MOSFET和双极型晶体管不同，它的栅极电容比较大，在导通之前要先对该电容充电，当电容电压超过阈值电压（VGS-TH）时MOSFET才开始导通。因此，设计时必须注意栅极驱动器负载能力足够大，以保证在系统要求的时间内完成对等效栅极电容（CEI）的充电。
为了获得更大、更灵活的LED功率能力，一般选择外置MOSFET方式，IC需要合适的驱动能力，MOSFET输入电容是关键的参数。图2-56a中Cgd和Cgs是MOSFET等效结电容。
一般的应用中IC的驱动可以直接驱动MOSFET，但是考虑到通常驱动走线不是直线，分布电感可能会更大，并且为了防止外部干扰，还是要使用Rg驱动电阻进行抑制。结合IC驱动能力Rg选择在10～20Ω左右。考虑到走线分布电容的影响，这个电阻要尽量靠近MOSFET的栅极。
以上讨论的是MOSFET ON状态时电阻的选择，在MOSFET OFF状态时为了保证栅极电荷快速释放，此时阻值要尽量小。通常为了保证快速释放，在Rg上可以并联一个二极管，如图2-56b所示。由于二极管的反向电流不导通，此时Rg又参与反向谐振回路，因此可以抑制反向谐振的尖峰。
图2-56 灯具驱动等效电路
2.5 绝缘栅双极型晶体管
随着电力电子学的发展，比GTR更新的电力开关器件绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）已经在广泛使用。IGBT综合了MOS场效应晶体管（MOS-FET）和双极晶体管（GTR）的优点。IGBT栅极输入高阻抗，是场控器件，这一点是MOS-FET的特性；另外，IGBT的输出特性饱和压降低，这一点是GTR的特性。目前，IGBT的容量已经达到GTR的水平，而且它的驱动简单、保护容易、不用缓冲电路、开关频率高，这些都使IGBT比GTR有更广泛的应用领域。事实上，在电动机驱动、中频和开关电源以及要求快速、低损耗的领域IGBT已处于主导地位。在通用变频器中，IGBT正在取代GTR。
2.5.1 IGBT的结构特点
图2-57a是IGBT的结构示意图，它是在VDMOS的基础上增加了一个P+层漏极，形成PN结J1，并由此引出漏极（D）、栅极（G）和源极（S）。
由结构图看出，IGBT相当于一个由N沟道MOSFET驱动的厚基区PNP型GTR，其简化等效电路如图2-57b所示，它是以GTR为主导器件，MOSFET为驱动器件的复合管，其中Rdr为GTR厚基区内的扩展电阻。习惯上，有时也将IGBT的漏极称为集电极（C），源极称为发射极（E）。图2-57c为IGBT的电路符号。
图2-57 IGBT的结构示意图、电路符号和等效电路
a）结构示意图 b）简化等效电路 c）电路符号 d）等效电路
IGBT的开通和关断由栅极控制。当栅极施以正电压时，在栅极下的P体区内便形成N沟道，此沟道连通了源区N+和漂移区N-，为PNP晶体管提供基流，从而使IGBT导通。此时，从P+区注入N-区的空穴对N-区进行电导调制，减小N-区的电阻Rdr，使高耐压的IGBT也具有与GTR相当的低通态压降，所以IGBT可看作是电导调制型场效应晶体管（COMFET）。引起电导调制效应所需的最低栅极阈值电压UEG（th）一般为3～6V。当栅极上的电压为零或施以负压时，MOSFET的沟道消失，PNP晶体管的基极电流被切断，IGBT即关断。
IGBT的四层结构，在内部存在一个寄生晶闸管，故也可称为绝缘栅双极型晶闸管，其等效电路如图2-57d所示。NPN晶体管的基极与发射极间的电阻Rbr为体区扩展电阻，P型体区横向空穴电流在其上产生的压降对J3结来说是一个正偏电压。在规定的漏极电流范围内，这个正偏电压不大，NPN晶体管不起作用（图中用虚线表示）。当ID大到一定程度时，该正偏压能使NPN晶体管导通，与PNP形成正反馈。于是寄生晶闸管导通，栅极失去控制作用，这时IGBT无自关断能力（即掣住或锁定效应）。同时，漏极电流增大，造成过高的功耗，导致器件损坏。这种漏极电流的连续值超过临界值时产生的掣住效应称为静态掣住效应。
另外，在IGBT关断过程中，如duDS/dt过大，在J2结中引起的位移电流也可能形成关断掣住，称为动态掣住效应。结构上，在P+衬底与N-之间引入一个N+缓冲区就是为了控制掣住效应。
IGBT内由于存在空穴的存储效应，使其关断存在电流拖尾现象，关断损耗比MOSFET大，这限制了其开关频率的提高。
2.5.2 IGBT的主要参数与基本特性
1.主要参数
通常IGBT的使用手册会给出以下一些主要参数。
1）集电极—发射极额定电压UCES：这个电压值是厂家根据器件的雪崩击穿电压而规定的，是栅极—发射极短路时IGBT能承受的耐压值，即UCES值小于等于雪崩击穿电压。
2）栅极—发射极额定电压UGES：IGBT是电压控制器件，靠加到栅极的电压信号控制IGBT的导通和关断，而UGES就是栅极控制信号的电压额定值。目前，IGBT的UGES值大部分为+20V，使用中不能超过该值。
3）额定集电极电流IC：该参数给出了IGBT在导通时能流过晶闸管的持续最大电流。如富士公司提供给市场的IGBT模块的电流范围是8～400A。
4）集电极—发射极饱和电压UEC（sat）：此参数给出IGBT在正常饱和导通时集电极—发射极之间的电压降。该值越小，晶闸管的功率损耗越小。富士公司IGBT模块的UEC（sat）值约为2.5～3.5V。
5）开关频率：在IGBT的使用手册中，开关频率是以导通时间ton、下降时间tf和关断时间toff给出的，据此可估计出IGBT的开关频率。一般，IGBT的实际工作频率都在100kHz以下，即使这样，它的开关频率、动作速度也比GTR快得多，可达30～40kHz。开关频率高是IGBT的一个重要优点。
2.基本特性
IGBT有与GTR相近的输出特性，也有截止区、饱和区、放大区和击穿区，转移特性则与VDMOS相近，在导通后的大部分漏极电流范围内，IC与UGE呈线性关系。
IGBT的优点之一是没有二次击穿。其正向安全工作区由电流、电压和功耗3条边界极限包围而成，最大漏极电流IDM根据避免动态掣住确定其值，最大漏源电压UDSM由IGBT中PNP晶体管的击穿电压决定，最大功耗则受限于最高结温；反向安全工作区随关断时的duCE/dt而变，duCE/dt越大，其越窄。IGBT能承受过电流的时间通常仅为几微秒，这与SCR、GTR（几十微秒）相比也小得多，因此对过电流保护要求很高。
图2-58a所示为IGBT伏安特性（该IGBT为60A/1000V）。可以看出：若UGE不变，导通电压UCE将随漏极电流增大而增高，因此可用检测漏源电压UDS作为是否过电流的判别信号；若UGE增加，则通态电压下降，导通损耗将减小。
另外，IGBT允许过载能力与UGE有关。图2-58b所示为50A/900V IGBT的UGE与短路电流ICS及短路时间tCS的关系曲线。可以看出，当UGE=15V时，在5μs（A点）内可承受250A的短路电流（B点）；当UGE由15V降为10V时，则过电流承受时间可达15μs（A′点），过电流幅值也由250A降至100A（B′点）。
图2-58 IGBT伏安特性和短路特性
a）伏安特性曲线 b）短路特性曲线
新一代的IGBT已能做到不必使用RCD缓冲电路，具有矩形反向SOA，不必负压关断，并联时能自动均流，短路电流可自动抑制，并且损耗不随温度正比增加。
2.5.3 IGBT的驱动与保护技术
1.驱动电路
由于IGBT以MOSFET为输入级，所以MOSFET的驱动电路同样适用于IGBT。
（1）对驱动电路的要求
对驱动电路的要求体现在以下几方面：
1）IGBT与MOSFET都是电压驱动，都具有一个2.5～5V的阈值电压，有一个容性输入阻抗，因此IGBT对栅极电荷非常敏感，故驱动电路必须很可靠，要保证有一个低阻抗值的放电回路，即驱动电路与IGBT的连线要尽量短。
2）用内阻小的驱动源对栅极电容充放电，以保证栅极控制电压有足够陡的前后沿，使IGBT的开关损耗尽量小。IGBT开通后，栅极驱动源能提供足够的功率，使IGBT不退出饱和而损坏。
3）驱动电路要能传递几十千赫的脉冲信号。
4）驱动电平+UGE的选择必须综合考虑。在有短路过程的设备中，由于负载短路时的IC增大，IGBT能承受短路电流的时间减少，对其安全不利，因此UGE应取得小一些，一般为12～15V。
5）在关断过程中，为尽快抽取PNP管的存储电荷，应施加一负偏压UGE，但其值受IGBT的G、E间的最大反向耐压限制，一般取-10～-1V。
6）在大电感负载下，IGBT的开关时间不能太短，以限制di/dt所形成的尖峰电压，确保IGBT的安全。
7）由于IGBT在电力电子设备中多用于高压场合，故驱动电路与控制电路在电位上应严格隔离。
8）IGBT的栅极驱动电路应简单实用，其自身带有对IGBT的保护功能，有较强的抗干扰能力。
另一方面，对具有短路保护功能的驱动电路应注意：
①正常通导时，UGE＞（1.5～2.5）UGE（th），以降低饱和压降UGE（s）和运行结温；关断时加-10～-5V负偏压，以防止关断瞬间因du/dt过高引起掣住现象，造成误导通，并提高抗干扰能力。
②出现短路或瞬时大幅值电流时立即将UGE由15V降至10V，使允许短路的时间由5μs增加到15μs；瞬时过电流结束时随即自动使UGE由10V恢复到15V。
③如故障电流为持续过电流，应在降栅压后6～12μs时间内，使UGE由10V经2～5μs时间软关断下降至低于UGE（th）。
图2-59 IGBT绝缘栅双极型晶体管模块外形图
（2）集成化驱动电路
大电流高电压IGBT已模块化，图2-59为IGBT绝缘栅双极型晶体管模块外形图。图2-60为IGBT模块内部结构图。其驱动电路使用集成化的IGBT专用驱动电路，整机的可靠性更高，体积更小。IGBT正日益广泛地应用于小体积、低噪声、高性能的电源、通用变频器和电动机转速控制、伺服控制、不间断电源（UPS）、电焊机等。
目前，国内市场应用最多的IGBT驱动模块是富士公司开发的EXB系列，它包括标准型和高速型。EXB系列驱动模块可以驱动全部的IGBT产品范围，特点是驱动模块内部装有2500V的高隔离电压的光耦合器，有过电流保护电路和过电流保护输出信号端子，另外，可以单电源供电。标准型的驱动电路信号延迟最大为4μs，高速型的驱动电路信号延迟最大为1.5μs。
图2-60 IGBT模块内部结构图
EXB851（850）为标准型，其外形如图2-61所示，内部电路框图如图2-62a所示。EXB841（840）是高速型，其内部电路框图如图2-62b所示。它为直插式结构，额定参数和运行条件可参考其使用手册。
EXB系列驱动器的各引脚功能如下。
脚1：连接用于反向偏置电源的滤波电容器。
脚2：驱动模块工作电源（+20V）。
脚3：驱动输出信号。
脚4：用于连接外部电容器，以防止过电流保护电路误动作。
脚5：过电流保护输出。
脚6：集电极电压监视端。
脚7、8：不接。
脚9：电源。
脚10、11：不接。
脚14：驱动信号输入（-）。
脚15：驱动信号输入（+）。
图2-61 EXB851驱动模块外形图
由于本系列驱动器采用具有高隔离电压的光耦合器作为信号隔离，因此能用于交流380V的动力设备上。
EXB系列驱动器内设有电流保护电路，根据驱动信号与集电极之间的关系检测过电流，其检测电路如图2-63a所示。当集电极电压高时，虽然加入信号也认为存在过电流，但如果发生过电流，驱动器的低速切断电路就慢速关断IGBT，从而保证IGBT不受损坏。如果以正常速度切断过电流，集电极产生的电压尖脉冲足以破坏IGBT，关断时集电极电流的波形如图2-63b所示。IGBT在开关过程中需要一个+15V的电压以获得低开启电压，还需要一个-5V关栅极电压以防止关断时的误动作。这两种电压均可由驱动器内部电路产生，如图2-63c所示。
图2-62 EXB系列集成驱动器的内部电路框图
a）EXB851，850（标准型） b）EXB841，840（高速型）
图2-63 过电流检测器及其相关波形图
a）过电流检测器 b）IGBT关断时的集电极电流波形 c）低开启电压和关栅极电压的产生
图2-64 用于VVVF逆变器的IGBT电路[2]
2.IGBT的保护技术
（1）过电压保护
1）产生过电压的原因。图2-64为IG-BT的应用电路，图2-65为IGBT关断时的波形。IGBT关断时，由于主电路电流的急剧变化，由主电路杂散电感引起高压，产生开关浪涌电压。下面讨论针对这种开关浪涌电压采用的保护方法。
2）缓冲器电路。图2-66示出了IGBT的RBSOA（反向偏置电压安全工作区）。由于前述的开关浪涌电压，关断时的电压轨迹超过RBSOA区域就会使元器件损坏。缓冲器电路可抑制开关浪涌电压，使电压轨迹不超过RBSOA区域。
图2-65 IGBT关断时的波形图
图2-66 IGBT的RBSOA
3）缓冲器的种类。表2-8为具体的缓冲器电路、应用对象及注意事项。
表2-8 缓冲器电路实例
4）缓冲器电路的基本设计方法。IGBT的缓冲器电路中，最普遍的是放电阻止型缓冲器。
缓冲器电容CS可由式（2-31）求得：
式中 L——主电路杂散电感；
IO——IGBT关断时的集电极电流；
UCEP——缓冲器电容的电压稳态值；
Ed——直流电源电压。
UCEP由RBSOA确定，需注意电流不同所引起的电压差异。
对缓冲器阻抗的要求是使IGBT在关断信号到来之前，将缓冲器电容所积蓄的电荷放净。关断信号之前放电90%，可用式（2-32）计算：
式中 f——开关频率。
如果缓冲器阻抗过小，会使电流波动，IGBT开通时的集电极电流初始值将会增大，因此，在满足（2-32）式的前提下，应该选取尽量大的阻值。
IGBT在关断过程中的峰值电压UCEP为：
UCEP=Ed+UFM+LSdi/dt （2-33）
式中 di/dt——集电极电流下降时的变化率；
UFM——缓冲器二极管的正向动态压降（一般，600V的二极管为20～30V；1200V的二极管为40～60V）。
此UCEP必须在RBSOA之内。另外，为抑制UCEP，有效地利用IGBT，必须选择正向动态压降小的快速二极管。为降低缓冲器的电感，要注意印制板的配线结构。
（2）过电流保护
1）产生过电流的原因。若IGBT用于VVVF逆变器，当电动机起动时将产生突变电流，如果控制电路、驱动电路的配线欠合理，将会引起误动作，导致桥臂短路、输出短路等事故，使IGBT流过过电流。其中，发生短路事故时，电流变化非常迅速，而且元器件要承受极大的电压和电流，所以必须快速检测出过电流，在元器件未被损坏之前，使其自动断开。短路现象可分为四类，表2-9为逆变器电路的短路现象及产生原因。
2）IGBT承受短路的时间（以2MBI50-120为例）。
直通短路：图2-67是模拟直通短路的测试电路。短路时的集电极电流受IGBT输出特性限制而不由电路阻抗决定。若Ed=750V，集电极电流初始值约为600A，是额定电流的12倍。电路测试致使器件损坏的时间，随Ed的增加而缩短。
桥臂短路：图2-68为两个器件桥臂短路时的波形。两个器件同时导通时，图2-69所示的直流电压被VCE1、VCE2（由各器件输出特性决定）分压，流过集电极的电流将比直通短路时低。桥臂短路时承受短路的时间同样也是随Ed的增加而缩短。
表2-9 逆变器电路的短路现象和产生原因
（续）
图2-67 模拟直通短路的测试电路图
图2-68 桥臂短路时的模拟测试电路及其电压、电流波形图
输出短路：输出短路时，由于输出线的长度和短路位置的不同，短路电流通路的配线电感也不同，所以短路电流上升率（di/dt）不定。若用双结晶体管，配线电感低时，双结晶体管集电极电流初始值大，承受短路时间短。在使用IGBT时，由于没有这种对配线电感的依赖性，承受短路的时间不变。致使器件损坏的时间相当于模拟直通短路的4倍。
图2-69 桥臂短路时的IGBT输出特性
图2-70 模拟对地短路的测试电路图
对地短路：对地短路有时会把电动机的反向起动电压和直流电源电压之和全部加在IGBT上，是表2-9中最严重的一种。图2-70为模拟对地短路的测试电路，图2-71是根据图2-70的电路测出的致使器件损坏的时间。如果电源电压相同，直通短路与对地短路承受短路的时间大致相同。
通过以上研究可知，使用IGBT时，任何一种短路现象都可以按图2-67的电路来估计承受短路的时间，在这个时间之内迅速把门极关断，就能对其实现保护。
图2-71 模拟对地短路时承受短路的时间
3）保护电路实例（以2MBI50-120为例）。如前所述，把IGBT与双结晶体管作对比，若对于各种短路现象都用图2-67的电路分析也有缺陷。因为致使器件损坏的时间很短，所以必须迅速关断。然而在应用大功率装置时发生短路，IGBT将通过很大的短路电流，切断该短路电流的速度太快，会导致集电极—发射极之间的瞬态电压超出图2-66所示的RBSOA范围，仍有损坏器件的危险。为避免这种危险，IGBT电路应采用适当速度切断IGBT的短路电流，即采用较低的速度关断IGBT。
图2-72是实施这种动作的驱动电路。这个电路在发生短路时，把由推挽方式连接的驱动电路输出端的两个器件同时关断，IGBT门极—发射极之间的较高的阻抗使IGBT的关断速度减慢。图2-73为采用此保护电路和未采用此保护电路的动态轨迹。
4）驱动用混合IC应用实例。富士电机公司把过电流保护电路中的驱动用混合IC系列化。
表2-10所示为驱动用混合IC系列表。变速两档中又根据所用IGBT电流额定值的不同分为两种类型，共计4个系列，可根据用途选择最佳驱动。
该混合IC内装有图2-74所示的过电流检测电路。图2-75所示为过电流时的软关断动作波形图。此外，还装有关断用的反向偏置电源电路。
图2-72 短路保护电路实例
图2-73 短路时的动态轨迹
表2-10 驱动用混合IC系列表
图2-74 过电流检测电路图
图2-75 过电流时的软关断动作波形图
图2-76为EXB851典型应用电路，使用时应注意以下几点：
①IGBT的栅极—发射极驱动回路的接线必须小于1m。
②IGBT的栅极—发射极接线应为绞线，适当屏蔽。
③如果在IGBT的集电极产生大的电压尖脉冲，则应增加栅极的串联电阻RG。
综上所述，归纳为以下两点：
①过电压保护：设计缓冲器最佳方案，把动态轨迹限制在RBSOA之内。
②过电流保护：短路时的过电流保护按模拟直通短路的条件进行参数设定，从而在器件尚未损坏之前的短路时间将其关断，以实现对器件的保护。因为这时要把动态轨迹限制在RBSOA区域之内，所以使用软关断是比较合理的。
图2-76 EXB851典型应用电路图
*2.5.4 工程应用实例
与其他的各种电力电子器件相比，IGBT具有以下特点：高输入阻抗，可采用通用低成本的驱动线路；高速开关特性；导通状态低损耗。IGBT在综合性能方面占有明显优势，广泛应用于工作频率为几十千赫兹，输出功率为几千瓦到几十千瓦的各类电力变换装置。
在设计驱动电路时，主要考虑以下参数：IGBT的额定值、短路电流特性、感性负载的关断特性、最大栅极发射极电压、栅极输入电容、安全工作区特性等。
1.应用实例
由于IGBT具有高耐压、大电流、高开关速度及低噪声等特性，现已被广泛应用于低噪声逆变器、高精度数控机床、机器人、小型电焊机、不间断电源（UPS）和家用电器等领域。图2-77所示为IGBT及其驱动器的具体应用电路。图中，PWM输入信号经过N1和N3的比较放大，进入EXB841的输入端，经过信号隔离及驱动放大，由脚3输出以驱动IGBT。同时，监视IGBT的集电极电压，经由VD3将此信号输入EXB841的脚6，进入过电流保护电路，而过电流保护输出信号与图中的光耦合器IS01的脚3相连，从而发出过电流报警信号。
该电路已在40kVA的UPS和7kVA的逆变器中获得了应用。
目前，以IGBT为主开关元器件的逆变弧焊电源，正逐渐成为逆变弧焊电源主流机型。采用IGBT的弧焊机具有用料少（约为传统焊机的1/5）、重量轻（约为传统焊机的1/10）、耗电少（约为传统焊机的1/2）、焊接工艺性能优异等性能。
2.应用注意事项
为了安全使用IGBT，应注意以下几点：
1）一般IGBT的驱动级正向驱动电压UGE应该保持在15～20V，这样可使IGBT的UCE饱和值较小，降低损耗，不致损坏晶闸管。
2）使IGBT关断的栅极驱动电压-UGE应大于5V。如果太小，可能因为集电极电压变化率du/dt的作用使晶闸管误导通或不能关断。如图2-78所示，集电极C和栅极G之间相当于有一个等效电容，当晶闸管从导通变为截止时，电压上升产生的du/dt使C-G-E间有一个小的感应电流Id，它可能使晶闸管误导通。如果-UGE能保证大于5V，则感应电流通过电源放掉，如图中的Id，避免了晶闸管的误导通。
3）使用IGBT时，应该在栅极和驱动信号之间加一个栅极驱动电阻RG，如图2-79所示。这个电阻值的大小与晶闸管的额定电流有关，可以在IGBT的使用手册中查到推荐值。如果不加这个电阻，当晶闸管导通瞬间，可能产生电流和电压颤动，会增加开关损耗。
图2-77 IGBT及其驱动器的具体应用电路图
图2-78 IGBT的误导通
图2-79 IGBT的栅极稳压保护
4）当设备发生短路时，IC电流会急剧上升，它的影响会使UGE电压产生一个尖峰脉冲，这个尖峰脉冲会进一步增加电流IC，形成正反馈的效果。为了保护晶闸管，在栅极—发射极间加稳压二极管，钳制G-E电压的突然上升，当驱动电压为15V时，二极管的稳压值可以为16V，这样，能起到一定的电流短路保护作用。
2.6 集成门极换流晶闸管
2.6.1 IGCT的结构特点
集成门极换流晶闸管（Integrated Gate Commutated Thyristor，IGCT）与GTO相似，也是四层三端器件。图2-80所示为IGCT实物图。IGCT内部由成千个GCT（门极换流晶闸管）组成，阳极和门极共用，而阴极并联在一起，其结构如图2-81所示。与GTO的重要差别是GCT阳极内侧多了缓冲层，以透明（可穿透）阳极代替GTO的短路阳极。其导通机理与GTO一样，但关断机理与GTO完全不同。在GCT的关断过程中，IGCT能瞬间从导通转到阻断状态，变成一个PNP晶体管以后再关断，所以，它无外加du/dt限制；而GTO必须经过一个既非导通又非关断的中间不稳定状态进行转换，即“GTO区”，所以GTO需要很大的吸收电路来抑制重加电压的变化率du/dt。阻断状态下GCT的等效电路可认为是一个基极开路、低增益PNP晶体管与门极电源的串联。IGCT可像IGBT一样无缓冲运行，无二次击穿，拖尾电流虽大但时间很短。
图2-80 IGCT实物图
图2-81 GTO、GTC结构剖面
a）GTO结构剖面 b）GTC结构剖面
2.6.2 IGCT的关键技术
1）缓冲层。在传统GTO、二极管及IGBT等器件中，采用缓冲层形成穿通型（PT）结构，与非穿通型（NPT）结构相比，它在相同的阻断电压下可使器件的厚度降低约30%。同理，在IGCT中采用缓冲层，即用较薄的硅片可达到相同的阻断电压，因而提高了器件的效率，降低了通态压降和开关损耗。同时，采用缓冲层还使单片GCT与二极管的组合成为可能。
2）透明阳极。为了实现低的关断损耗，需要对阳极晶体管的增益加以限制，因而要求阳极的厚度要薄，浓度要低。透明阳极是一个很薄的PN结，其发射效率与电流有关。因为电子穿透该阳极时就像阳极被短路一样，因此称为透明阳极。传统的GTO采用阳极短路结构来达到相同目的。采用透明阳极来代替阳极短路，可使GCT的触发电流比传统无缓冲层的GTO降低一个数量级。IGCT的结构与IGBT相比，因不含MOS结构而从根本上得以简化。
3）逆导技术。GCT大多制成逆导型，它可与优化续流二极管FWD单片集成在同一芯片上。由于二极管和GCT享有同一个阻断结，GCT的P基区与二极管的阳极相连，这样在GCT门极和二极管阳极间形成电阻性通道。逆导GCT与二极管隔离区中因为有PNP结构，其中总有一个PN结反偏，从而阻断了GCT与二极管阳极间的电流流通。
4）门极驱动技术。IGCT触发功率小，可以把触发及状态监视电路和IGCT管芯做成一个整体，通过两根光纤输入触发信号，输出工作状态信号。GCT与门极驱动器相距很近，该门极驱动器可以容易地装入不同的装置中，因此可认为该结构是一种通用型式。为了使IGCT的结构更加紧凑和坚固，用门极驱动电路包围GCT，并与GCT和冷却装置形成一个自然整体，称为环绕型IGCT，其中包括GCT门极驱动电路所需的全部元件。图2-82为这两种类型的IGCT实物图。这两种型式都可使门极电路的电感进一步减小，并降低了门极驱动电路的元件数、热耗散、电应力和内部热应力，从而明显降低了门极驱动电路的成本和失效率。所以说，IGCT在实现最低成本和功耗的前提下有最佳的性能。另外，IGCT开关过程一致性好，可以方便地实现串、并联，进一步扩大功率范围。
图2-82 两种类型的IGCT实物图
a）通用型IGCT b）环绕型IGCT
2.6.3 IGCT在变频器中的应用
低压IGBT和高压IGBT在高电压变频器中都采用。IGBT具有快速的开关性能，但在高压变频中其导电损耗大，而且需要许多IGBT复杂地串联在一起。对低压IGBT来讲，高压IGBT串联的数量相对要少一些，但导电损耗却更高。元件总体数量增加使变频器可靠性降低、柜体尺寸增大、成本提高。因此高压、大电流变频调速器在IGBT和GTO成熟技术的基础上，有了简洁的方案即IGCT。这个优化的技术包含了对GTO的重新设计，使其具有重要的设计突破。新的IGCT具有快速、均衡换流和低损耗特性，用含有可靠的阳极设计来达到快速泄流，用低损耗薄型硅晶片使切换快速，并使用大功率半导体的集成型门驱动器。
由于IGCT具有像IGBT一样快速开关功能，像GTO一样的导电损耗低，在高压、大电流等各种应用领域中可靠性更高。IGCT装置中所有元件装在紧凑的单元中，降低了成本。IGCT采用电压源型逆变器，与其他类型变频器的拓扑结构相比，结构更简单，效率更高。相同电压等级的变频器采用IGCT的数量只需低压IGBT的1/5。
2.7 功率集成电路
功率集成电路（Power Integrated Circuits，PIC）是将输出的功率器件及其驱动电路、保护电路和接口电路等外围电路集成在一个或几个芯片上，也称为智能功率集成电路。功率集成电路是电力半导体技术与微电子技术结合的产物，其根本特征是动力与信息相结合，是机电一体化的基础元器件。
2.7.1 PIC技术
图2-83所示为功率集成电路的典型构成框图，其中最重要的部分是处理大电流和高电压的功率器件。PIC一般必须大于1W（或2W）。而它的智能化是指控制功能、接口功能以及对故障的诊断、处理和自保护功能。无论是单片电路还是混合电路，都具有一定的自保护功能。由于功率电路都是包含在单一的封装中，因此具有体积小、可靠性高、使用方便等优点。
1.PIC技术的分类与应用
功率集成电路包括高压功率集成电路（High Voltage IC，HVIC）和智能功率集成电路（Smart Power IC，SPIC）两大类。
图2-83 功率集成电路的典型构成框图
HVIC通常由多个高压器件与低压模拟或逻辑电路集成在一个单片上形成。其电压高而工作电流小，功率器件是横向结构的，电流容量较低。常用于平板显示驱动、电话交换机用户电路和小型电动机驱动等需要电压较高的场合。
SPIC通常是指一个（或几个）具有纵向结构的功率器件与控制和保护电路的集成，也就是具有功率控制、信号处理和自保护功能的单片集成电路，在军事、汽车电子、电动机控制、开关电源以及办公自动化（OA）等领域都有广泛的应用。
从电压、电流来看，PIC可分为3个领域：
1）低压大电流PIC，主要用于汽车点火、开关电源和同步发电机等。
2）高压小电流PIC，主要用于平板显示、交换机等。
3）高压大电流PIC，主要用于交流电动机控制、家用电器等。
图2-84列出了PIC的应用范围。
图2-84 PIC的应用范围
2.SPIC的基本功能
SPIC的3个基本功能是功率控制、传感与保护和接口。为实现这些功能所需的基本电路和典型器件如图2-85所示。
功率控制部分具有处理高电压、大电流或两者兼有的能力。其驱动电路一般被设计成能在直流30V下工作，这样才能对MOS器件的栅极提供足够的电压。另外，驱动电路必须能使控制信号传递到高压侧。
SPIC的保护电路一般是通过含有高频双极型晶体管的反馈电路来完成的。反馈环路的响应时间对于良好的关断是很关键的，由于在发生故障期间系统电流以很快的速度增加，因此这一部分需要由高性能模拟电路来实现。
SPIC的接口功能是通过能完成编码和译码操作的逻辑电路来实现的。IC芯片不仅需要对微处理器发送的信号作出反应，而且应能够传送与工作状态或负载监测有关的信息，如过热关断、无负载或短路等。
图2-85 SPIC基本电路的构成
这需要在芯片上集成高密度CMOS电路。为避免产生闭环现象，SPIC中的CMOS电路的设计比较复杂。
3.SPIC的应用及开发
SPIC的应用正在逐渐扩大，它在电动机控制、工业自动化和汽车电子学等方面都产生了重大影响。
世界上生产SPIC的主要厂家及其产品性能详见表2-11。
表2-11 世界主要厂家SPIC典型产品性能
2.7.2 智能功率模块
智能功率模块（Intelligent Power Module，IPM）是SPIC的一种类型。它不仅把功率开关和驱动电路集成在一起，而且还封装有过电压、过电流、过热等故障监测电路，并将监测信号送给CPU。即使发生负载事故或使用不当，也可以保证IPM自身不受损害。通常IPM采用高速度、低功耗的IGBT作为功率开关器件，并封装电流传感器及驱动电路的集成结构。IPM以其高可靠性、使用方便等优点占有越来越大的市场份额，尤其适合制作驱动电动机的变频器。
1.IPM的结构
IPM有两大类型：一种是小功率IPM，采用多层环氧树脂隔离；另一种是大功率IPM，采用陶瓷绝缘和铜骨架连接，分别见图2-86a和b。
IPM有4种电路形式，即单管封装（H型）、双管封装（D型）、六合一封装（C型）和七合一封装（R型），如图2-87所示。
2.IPM的优点
IPM的优点可归纳为以下几个方面：
1）不易损坏。
2）封装相关的外围电路，缩短了产品设计和评价时间。
3）不需要对功率开关元器件采取防静电措施。
4）大大减少了元器件数目，缩小了体积。
图2-86 IPM功率电路结构图
a）小功率IPM结构图 b）大功率IPM结构图
图2-87 IPM的电路形式
3.IPM的封装功能
图2-88所示为采用IPM制成的逆变器系统框图。功放部分使用内有电流检测的IGBT模块，可以检测电流异常，以进行保护，不需要另加检测器CT，大大降低了成本。
IPM中的每一个IGBT器件都设置有各自独立的驱动电路和多种保护，能够实现过电流、过电压、欠电压以及过热保护等功能。只要保护电路动作，即使有控制输入信号，IPM的输入信号也被禁止，同时向CPU反馈输出误动作信号，而且需重新复位IPM才能工作。
4.高速IPM
高速IPM是以斩波频率为15kHz的无噪声功率开关为目标，采用在此频率下效率最高的高速型IGBT作为功率放大器件，在输出时转换效率可达96%的新型智能功率模块。这种IGBT属于第二代产品，与第一代IGBT模块相比，饱和电压和开关特性都有很大改善，开关损耗减少了30%。
图2-88 采用IPM制成的逆变器系统框图
图2-89所示为开关损耗的比较图。IPM的损耗比IGBT模块的小。因为它采用了专用IC对门极进行控制、保护，不需要考虑短路及开关浪涌电压带来的裕量问题，实现了真正的高性能化。
5.IPM的控制功能
图2-90所示为日本生产的PM×××DHA×××型号IPM的时序图。
其IPM的各种控制功能如下：
（1）正常工作
从Cx1端输入的控制信号由高变低时，IPM内部的IGBT可以正常工作。
（2）过电流保护（OC）
图2-89 开关损耗的比较图
由内藏的电流传感器检测各桥臂电流。当过电流（OC）时间大于toff（co）的时候，IPM就输出误动作信号关断IGBT。为减少此时的浪涌电压，降低IGBT的门极电压UGE，实现软关断。
在误动作信号输出的tfo期间过后，输入信号由低变高IGBT才能导通。
图2-90 PM×××DHA×××型号IPM的时序图
（3）短路保护（SC）
由内藏的电流传感器检测各桥臂电流。当电流超过SC电平时，IPM就输出误动作信号，并封锁输入信号关断IGBT。这个过程与过电流保护（OC）相同。图2-91所示为有无短路保护时的电流、电压波形图。
（4）过热保护（OT）
用于监测IPM基板的温度。当出现过热时IPM就会输出误动作信号，并封锁输入信号，对IGBT进行软关断控制，温度下降到基板允许温度后，IPM就会停止输出误动作信号，重新接受输入控制信号。
图2-91 有无短路保护时的电流、电压波形图
（5）欠电压保护（UV）
用于监测控制电源电压。欠电压超过时间tduv时，IPM就输出误动作信号，并封锁输入信号，对IGBT进行软关断。当UV信号达到允许值时，IPM就会停止输出误动作信号，重新接受输入控制信号。
（6）误动作输出报警输出信号（Fo）
OC、SC、OT和UV各种故障动作时间持续1ms以上，IPM即向外部CPU发出误动作报警输出信号Fo，并使内部的1.5kΩ电阻接通，保护IPM。
6.IPM的选用
在实际调试与使用中，IPM会发生损坏现象，尤以高压侧的损坏居多。这里介绍一种简单的方法，用万用表即可检验出IPM是否正常：断开与IUPM相连的导线，将万用表打至100Ω档，按表2-12进行检查。如阻值与表中不符，则该桥臂已损坏。
表2-12 IPM测试参考数据
（续）
为了选用合适的IPM用于变频器，要根据IPM的过电流动作数值来确定峰值电流IC及适当的热设计，以保证结温峰值永远小于最大结温额定值（150°C），使基板的温度保持低于过热动作数值，再参考该型号元件、过电流保护（OC）动作数值来选用。峰值电流应按照电动机的额定功率值确定，其峰值电流可根据变频器和电动机工作的效率、功率因数、最大负载和电流脉动而设定。电动机电流最大峰值IC可由下式计算：
式中 P——电动机功率（W）；
K1——变频器最大过载因数；
K2——电流脉动因数；
η——变频器的效率；
cosφ——功率因数；
UC——交流限电压（V）。
由计算出的IC，根据表2-13选择可用的220V电动机变频用IPM选用表，同时也满足最小过电流保护（OC）动作数值。
表2-13 220V电动机变频用IPM选用表
表2-14为常用电力电子器件参数比较表。
表2-14 常用电力电子器件参数比较表
2.8 习题
1.填空
1）（ ）器件是目前通用变频器中广泛使用的主流功率器件。
2）电力晶体管GTR属于（ ）控制型元件。
2.简答
1）使晶闸管导通和截止的条件是什么？
2）什么是晶闸管的浪涌电流？
3）如何判断晶闸管引脚极性？
4）什么是GTO的电流关断增益？
5）试说明GTR 3种缓冲电流的特点？
6）简述功率MOSFET的特性。
7）功率MOSFET的保护技术有哪些？
8）使用IGBT时，为什么要考虑过电流和过电压保护，一般过电压常采用的保护措施有哪些？
9）试述IPM的优越性。
10）如何检测IPM的好坏？
11）已知电源为220V交流，电动机功率为3.7kW，K1=150%，K2=120%，η=0.9，cosφ=0.76，则电动机最大峰值电流IC为多少？根据表2-13选择可用的IPM，其最小过电流保护（OC）动作数值应满足多少？