2.5 高速光电二极管

△ 经常使用的高速光电二极管主要有PIN型光电二极管和雪崩型光电二极管APD（ava-lanche photo-diode），这两种光电二极管在要求高速响应的光电系统中应用很广泛。

2.5.1 PIN型光电二极管

2.5.1.1 PIN型光电二极管的结构和特点

△PIN光电二极管的结构如图2-36所示。在PN结的耗尽区内，增加了本征半导体的i层。i层内的载流子浓度非常低，电阻率很大，属于高阻层。PIN型光电二极管在外加反向偏压时，高阻的i层内会形成较强的电场。

△ 在无光照时，i层中载流子很少，呈现出本征半导体的高电阻率状态；在有光照射时，i层中可以吸收进光生载流子并在i层内分离和加速。在PN结当中插入了i层，既可以扩大光生载流子的生成空间，获得更高的光电变换灵敏度；又可以增大PN结电容等效介质的厚度，减小结电容Cj，提高了光电二极管的响应速度。如图2-36所示，受光侧的p层做得很薄，这可以使外加的反向电压尽可能多地作用于i层，增大i层内的电场强度；同时又减少了p层内的光子吸收损耗。

△ 有光照射时，p层吸收光子激发出光生“电子-空穴”对，并进入i层。新生的“电子-空穴”对，在i层内电场的作用下发生分离，电子向n区漂移，空穴向p区漂移，并以光电流的形式向外电路输出。同时，在光照射下，n层内也产生新的少子空穴，并进入i层，在电场作用下向p区移动，也汇成为光电流的一部分，向外电路输出。

△PIN光电二极管的响应速度，主要由二极管PIN结构中的PN结的结电容值和固体内光生载流子穿越i层的时间来决定。

●由PIN光电二极管PN结电容Cj和外电路负载电阻RL值决定的PIN光电二极管的-3dB截止频率ft（RC）可由下式决定：

●由PIN光电二极管固体内光生载流子穿越i层的时间决定的光电传感器的响应频率上限（截止频率）ft（B）主要由下式决定

式中：ft（B）——由i层厚度B决定的PIN光电二极管传感器的截止频率；

B——i层厚度；

v——载流子在i层中的移动速度（漂移速度）。

（当器件所加的反向偏压足够高，使内部电场强度达到104V/cm时，v达到饱和速度为：v=1×107cm/s）。

△ 由式（2-43）可见，当外加反向偏压足够大时，i层的厚度B越小，则光生载流子穿越i层的时间就越短，ft（B）就越高，PIN光电二极管的响应速度就越快。但B值减小，光生载流子的生成空间也会缩小，PIN器件的响应灵敏度也会随着i层厚度的减小而降低；并且i层太薄时，结电容的等效介质厚度也变小，这又使PN结电容Cj增大，使ft（RC）降低，反而使响应速度变慢，这就违背了设计PIN光电二极管的初衷。因此宜全面权衡兼顾各方面性能的要求，合理选择i层的厚度值。目前PIN型光电二极管已应用于各种高速响应的光电变换系统中，硅（Si）型PIN器件的响应速度已可做到0.3GHz以上，锗（Ge）和InGaAs型PIN器件的响应速度已可达到1～3GHz以上。有些普通型光电二极管也在依照PIN光电二极管的工作原理，做成具有PIN构造的光电器件以适应更高的工作频率。

2.5.1.2 PIN光电二极管的参数

△ 以NEC公司的PH302型PIN光敏二极管为例，说明PIN高速光敏二极管的主要参数。

型号： PH302；

结构： Si-PIN型；

短路电流： 5μA/100lx；

暗电流： 30nA（max）/（10V反压）；

结电容： 14pF/（5V反压）；

响应时间： 50ns；

峰值波长： 940nm；

有效受光面积：9mm2。

（1）PIN光敏二极管的照度灵敏度

△ 图2-37给出了PH302型PIN光敏二极管的照度—短路电流特性，数据是在加5V反向电压条件下得出。可以看出其照度特性在全量程范围具有良好的线性，因此其短路电流即可认为是其照度灵敏度。即Slx=5μA/100lx。

（2）PIN光敏二极管的光谱灵敏度

△ 图2-38给出了PH302型PIN光敏二极管的光谱灵敏度特性。由于PH302装有红外透过滤镜，所以它只在700nm以上的红外区敏感，被制成只能进行红外线检测的光电传感器。并且在940nm时达到响应峰值。

（3）PIN光敏二极管PH302的结电容特性

△ 当需要高速响应时可以选用PIN光敏二极管。PIN光敏二极管与普通的平面型Si光敏二极管相比，结电容Cj更小，响应速度可以提高10～100倍。图2-39示出了PH302的反向电压与结电容数值的关系。

（4）PIN光敏二极管PH302的指向特性

△ 图2-40给出了PH302的指向性参数。以照射光正面（0度）照射传感器时的响应值为100%，给出了指向性相对灵敏度参数。指向性参数在将PH302用于接收来自于不同角度的光信号的场合，例如用做红外遥控接收器时具有重要意义。

2.5.1.3 PIN光电二极管的应用电路

△ 图2-41示出了使用PIN光电二极管PH302的光接收电路。电路中使用了FET作光信号放大管，可用于脉冲光的接收和输出。常用做红外遥控器的受光头电路。

△ 图2-41中，由于给PIN光敏二极管加了反向偏压VR，所以响应速度非常快。电阻RP的阻值较小，有利于提高响应速度；但减小RP也会降低光接收灵敏度，应兼顾性能而取定RP值。

△ 由于FET管未加静态工作点，所以图2-41电路只能用于放大和输出脉冲光信号，而不能用于接收模拟光信号。

△ 由于使用了隔直电容器CP，图2-41这样的受光电路不会受暗电流的影响；但它只能用于接收光强度不断变化的脉冲光信号，而不能用于接收恒定的直流光信号。

2.5.2 雪崩型光电二极管（APD）

2.5.2.1 APD型光电二极管的结构和基本原理

△ 雪崩型光电二极管APD（avalanche photo-diode），是利用半导体内部载流子的雪崩倍增作用工作的光敏器件，具有高速响应和高灵敏度特性，也被称为固体光电倍增管。目前APD光电二极管的光电响应速度可达到数十吉赫兹。图2-42示出了一种雪崩型光电二极管的外观。

△APD光敏二极管这种高增益高速度的新型光电传感器，已在长距离光纤数据通信、激光测距仪器、光学断层成像机器、光子计数和粒子物理研究等众多领域发挥重要作用，得到了日益广泛的应用。现今数据通信领域中经常使用的1.55μm波长高速光纤通信系统，就是使用了在该波长范围内高效能响应的InGaAs-APD作为关键光电换能元件而实现的。正是APD高性能光电传感器的问世，才使得宽带长距离光通信方案、固体微光倍增探测方案、单光子计数方案等新的信息捕获和传输方案成为现实。高性能高可靠性的光电传感器的创新、发展和完善，是现代电子信息科学及通信科学向前发展的重要支柱之一。

△ APD光敏二极管高速动作、高电流增益的工作机理，是在光子注入效应和PN结上所加的高反向电压的共同诱发下，APD雪崩二极管内部构造中的载流子发生电离、并高速碰撞，而引起晶体内部载流子发生雪崩般倍增，形成光电流增益的效应。一般情况下，给半导体器件的PN结加反向电压时，PN结中几乎没有电流流过，但若给PN结加上更高的反向电压，使其达到反向击穿状态，并使PN结两侧的耗尽层内的电场强度达到105V/cm以上时，那么被强电场所加速的自由电子和空穴，就会高速碰撞并电离半导体晶体内部的原子，并迅速产生出新的自由电子和空穴载流子。晶体内部的原子经过这样地反复碰撞和电离后，从原子晶格中解脱出的自由电子和空穴载流子就会像雪崩似地加速增生出来。

△ 基于这种原理，需要给APD光电二极管的PN结上加上高反向电压，才能满足APD电流倍增的工作条件。如硅（Si）材料的APD器件，其工作时反压一般需要80～400V；锗（Ge）和InGaAs材料的APD器件，其工作时反压一般为20～90V。APD进行光电变换时，应使其PN上的反向电压值接近这个APD器件的反向击穿电压值，这个时候若用光能照射APD器件的受光面进行光子注入，就可以导致APD内部的载流子发生雪崩般增生，产生正比于入射光物理辐射功率的高增益光电流输出，实现高速、高灵敏度的光电转换过程。

△ 图2-43示出了一种穿通型APD器件的内部构造的示意图，这种构造可以比较好地兼顾APD的高响应速度、低噪声、低电容等重要性能，并可以展宽APD在近红外区的光谱响应度。图2-43所示的APD结构图中，最右边的p+层是高掺杂层，电阻率很低，用于与外电极相连；p+层还直接接受光照，吸收光子，激发出电子-空穴对载流子。相邻的p-层（π层）是与PIN型光电二极管的i层相似的低掺杂层，电阻率很高。在p-层（π层）的左边，还有p层和n+p结。APD工作时，器件的两极被加上高反向偏压VR，在器件内部，n+p结的周围的耗尽层区域的电场强度最高，在p-区（π区）中也有弱电场存在（见图2-43）。光子射入p+层后被吸收，激发出的光生电子-空穴对载流子进入p-区，在p-区的弱电场作用下，对电子-空穴对进行分离，并对电子载流子进行加速。经过p-区弱电场加速的光生电子进入n+p结耗尽层的强电场区，被强电场进一步加速而具有了更高动能。一个高速移动的光生电子会碰撞、电离周围的原子晶格而又产生出大量新生载流子，这些新生载流子一而再、再而三地继续碰撞下去，雪崩区内部就会发生类似雪崩那样的载流子爆发增生现象。这样，在一个入射光子的诱导下，就能在APD中引发出多量的新载流子增生，产生出倍增光电流。这就是APD光电二极管能产生雪崩光电流增益的原理。

△ APD光电二极管在单位辐射功率的光照射下所能产生的光生载流子数量比PIN光电二极管更多，因此 APD也就具有更高的光电变换灵敏度。漂移区附近更宽的耗尽层使APD器件比PIN光电二极管有更小的结电容；更高的耗尽层内电场强度可以使光生载流子穿越耗尽层的时间更短，这些都使APD的响应速度比PIN光电二极管更快，可以达到30～50GHz。由于APD是工作在n+p结的反向雪崩击穿电压附近，所以工作时需要施加更高的反向电压（通常在20～400V范围或更高）。并且APD在工作时，随着光电流倍增率的提高，内部载流子随机碰撞和电离过程中产生的散粒噪声也比PIN光电二极管更大，会产生附加的雪崩噪声（超量噪声）。因此，使用APD光电传感器时需要保持其击穿电压、电流、增益等参数值的温度稳定性，需要注意到对APD器件的控压、限流、降噪和控温环节的设置和处理。

2.5.2.2 APD光电二极管的材料和类型

△ 从理论上看，雪崩型光电二极管（APD）可以采用各种符合性能要求的半导体光敏材料制作。硅、锗、氮化镓和InGaAs、GaP等材料都可以用于制作APD光电传感器。硅（Si）材料APD适用于可见光和近红外线信息检测，并且具有较低的雪崩噪声（超量噪声），工作时需要的反向电压较高（80～400V）；锗（Ge）材料APD可用于检测波长1.7μm以下的红外线，工作时需要的反向电压相对较低（20～80V），但雪崩噪声较大；InGaAs材料APD可用于检测波长在0.92～1.65μm范围的红外光，工作电压在Si和Ge器件之间，在40～90V左右，雪崩噪声水平也低于锗和硅APD。InGaAs-APD可用于高速光纤通信系统中的光电换能器，其光电响应速度可以达到10Gbit/s以上。

△ 此外还有氮化镓材料的APD光电二极管，可用于紫外光波长的检测；HgCdTe材料的APD可用于较长波长红外光的检测，其最大响应波长可以达到14μm，这种HgCdTe-APD的雪崩噪声非常低，但工作时通常需要加设冷却装置以降低其暗电流水平。

△ 从性能上看，APD光电二极管中还有可以工作在高反压（1500V）下的高灵敏度高增益型器件；也有可以在相对较低的反向电压（30V左右）下工作的低反压型APD。有可以覆盖近紫外线、可见光和近红外线区域的短波长型Si-APD器件；也有雪崩击穿电压点温度稳定性高的低温度系数型APD器件等。多种性能的APD器件为在各种有特殊需求的场合下应用APD光电传感器，提供了更多选择。图2-44示出了几种不同类型的硅APD光电传感器的光谱响应特征。

2.5.2.3 APD光电二极管的参数和性能特点

（1）APD的反向击穿电压（VBR）

△ 在室温（+25℃）环境下，在无光照的条件下，对APD器件逐步施加反向电压VR，并随之监测APD器件的反向电流IS随反向偏压值的变化情况，如图2-45所示。通常将反向电流IS=100μA时对应的反向电压值，定义为APD器件的反向击穿电压值，用VB R表示。

△APD器件的反向击穿电压值VBR会随着器件环境温度T的不同而发生改变。一般来讲，温度上升，反向击穿电压值VBR也增高，VBR的温度系数为正值，单位为（V/℃）。图2-46示出了两种典型的低反向电压工作型和低VBR温度系数型Si-APD器件的VBR的温度系数与环境温度T的关系。从图2-46中可以看出APD的反向击穿电压VBR的温度系数比较大，在使用中不容忽略环境温度对VBR值的影响。

△ 图2-47示出了APD反向击穿电压VBR随环境温度T变化的情况。可以看出，在APD的反向电压VR处于：VBR（Ta-Δt）<VR<VBR（Ta）时，当环境温度为T=Ta时APD尚未反向击穿；而当环境温度为下降Δt，成为T=（Ta-Δt）时，VR就已大于VBR（Ta-Δt），APD器件就已处于反向击穿状态了。同理，在APD的反向电压VR=VBR（Ta）时，当环境温度为T=Ta时， APD已处于反向击穿状态了；而当环境温度为上升Δt，成为T=（Ta+Δt）时，由于这时VR<VB R（Ta+Δt），APD器件就又回复到尚未击穿的状态。因此使用APD时应高度注意温度因素对APD击穿状态的影响。

△ 从上述分析可知，使用APD器件时应注意检测和控制APD器件表面温度，监测和限制APD中的电流值，并随时根据监测结果自动调整APD反向电压的数值，以使APD始终保持在设定的状态下稳定工作。这些事项是与使用普通光电二极管传感器不同的地方。

（2）APD的倍增因子（M）

△APD器件在加上一个较高的反向偏置电压后，在光照的诱导下，会发生雪崩击穿效应，在APD中获得一个内部电流增益。这个雪崩电流增益倍数称为APD的倍增因子（Multiplica-tion factor或Gain），用M表示。APD倍增因子（M）可以定义为：在相同的光照条件入射下， APD器件发生雪崩增益后流过器件的光电流IAP，与器件未发生雪崩增益前流过器件的光电流IP之比值。即

当不发生雪崩增益时，可以认为：M=1，IAP=IP；此即表示APD器件在未发生雪崩增益状态下的工作情况。

△ 从APD器件内雪崩区域载流子倍增动作机理角度，APD倍增因子M可以用下式描述

式中，L为n+p雪崩区域中PN结两侧的耗尽层的宽度；α（x）是雪崩倍增区域中载流子的倍增函数。α（x）由APD的材料种类、晶体材料中的掺杂情况、耗尽区中的电场强度（反向电压值）、器件的温度和等因素决定。在实际的APD光电二极管中，由于器件中流过的电流很小，光生载流子的倍增因子M可以用下列实用的经验公式来描述，即

式中：VR——反向偏压值；

VB R——APD的反向击穿电压值；

n——大于1的常数，n值取决于APD器件材料种类、晶体中掺杂分布情况、器件的温度和照射光源的光谱功率分布情况。

△APD倍增因子M的数值一般在数十倍至数百倍之间。不同材料的APD器件、不同的工作模式、不同的温度和反向电压工作条件，M值会有很大差异。图2-48示出了一种典型的Si-APD光电二极管的倍增因子M值随反向电压和温度的变化情况。可以看出在温度因素不变时，M值一般会随着反向电压VR的增加而增大；当反向电压VR处于某一值不变时，增益M值会随着温度的升高而减小。

△ 从图2-48中还可以看出，如果APD的反向电压进一步增大时，增益M会以更大的倍率增大。这样APD中的光电流也会以更大的倍率加大，流过外电路串联电阻（负载）的电流也会加大，这就会在负载电阻上产生更大压降，使APD的反向电压下降，从而减小施加在APD雪崩区上的电压，使增益值下降。这就意味着当APD工作在最大增益附近时，它的增益值会受到流过APD的光电流值的影响，光电流的变化将会带动M值的变化。由此导致APD的输出光电流（响应）与入射光功率之间脱离线性关系，产生非线性误差，这是使用者不希望看到的现象。因此，使用APD传感器时应注意采取控温和自动限流措施，将反向电压值稳定在合适的设定值上，以保持增益M值的适当和稳定，使APD的光电流响应与入射光功率保持线性关系。

△ 图2-49还示出了两种典型的Ge-APD和InGeAs-APD光电二极管倍增因子M的特性，可以看出Ge-APD和InGeAs-APD的倍增因子M值也是随着APD反向电压VR的增加而增大，但发生雪崩增益的电压值与Si—APD有所不同，一般情况下Ge-APD的工作电压值较Si—APD的工作电压低一些。

△ 一般情况下，Ge-APD或InGeAs-APD工作时倍增因子M通常处于10～50倍左右；Si—APD工作时倍增因子M通常处在100～500左右。某些特殊性能的硅APD光电二极管，由于采用了特殊的制作工艺和掺杂技术，使这种特殊APD器件可以在大于1500V的高反向电压下正常工作。这样的APD器件在高反压作用下可以获得更强的内部雪崩层电场，从而产生更强的雪崩效应，光电流增益也相应更高，倍增因子M可以做到1000倍以上。

（3）盖格模式（Geiger Mode）

△ 通常情况下，APD光敏二极管传感器都工作在反向电压VR低于其反向击穿电压VBR的状态，即APD通常工作在VR<VBR状态里。但在某些有特殊需要的场合里，为了在APD器件中掘取更高的增益，使雪崩增益值达到105～106倍，某些APD光电二极管可以工作在反向电压VR超出击穿电压VBR的状态中，即工作在VR>VBR状态里。这种高增益的工作方式称为盖格模式（Geiger Mode）。

△ 这种模式适合于进行暗计数率很低的光子检测，特别适用于单个光子探测或处于光子探测程度的微弱光检测。例如，日本滨松光电子出品的工作在盖格模式下的 MPPC（multi-pixel photon counter）二维多像素光子计数APD传感器件，其中包含多个APD像素单元（100～1600像素）。MPPC在检出光子时输出光电流脉冲信号，器件的输出信号为器件中所有APD像素单元输出信号之总和，倍增率M在2.75×105～2.4×106倍之间。

△ 雪崩二极管在盖格模式下工作时，必须对APD中的光信号电流加以限制，使其不超过闭锁电流值。在微弱光探测进程中适时地读取光脉冲信号，并迅速及时地将APD中的电流清零。为此需要采用各种主动清零或被动清零的方案，加设APD电流限制环节。当处于这种模式下工作的APD器件升温过快，元件表面温度超过设定值时，还要考虑加设控温冷却环节和接口电路的过压保护环节。

（4）APD的响应度（SW）

△ 从式（2-44）可以看出：M=公式还反映出了雪崩二极管中未倍增时的光电流IP和雪崩光电流IAP之间的关系，即

又由式（2-22）可知，，因此雪崩光电流IAP又可以表示为

这样APD光电二极管的响应度SW可表示为

式（2-49）中的P为光能入射功率。可以看出，在入射光的波长（光源）和光敏器件（材料）一定时，为常数；因此在APD器件中，响应度SW是倍增因子M的函数，并与M成正比。

△ 将SW=代入式（2-48）中，可得

从式（2-50）中可以看出，当APD的倍增因子M保持不变（稳定）条件下，雪崩光电流IAP与光能入射功率P成正比。即雪崩光电二极管的输出电流IAP仍然与光入射功率P成线性关系。

△ 图2-50示出了一种实测的Si-APD器件的光谱响应度SW（λ）与器件的倍增因子M之间的关系曲线。可以看出在入射光的光谱功率分布相同时，APD的响应度与倍增因子M之间基本保持着线性关系。

（5）APD的暗电流（IDL）

△ 在室温（+25℃）并无光照的情况下，对APD器件施加反向电压VR；通常将APD上所加的反向电压达到0.9倍的反向击穿电压值时，即VR=0.9VBR时APD器件上流过的反向电流值，定义为APD器件的暗电流值（或称0.9VBR暗电流值），用IDL表示。

△APD的暗电流IDL中，又分为不增倍暗电流IDS和增倍暗电流IDA两部分，即

不增倍暗电流IDS是来自于APD器件表面的暗电流，它不会发生增倍效应；而增倍暗电流IDA是来自于APD器件晶体内部的暗电流，它会随着反向电压VR的增高而发生M倍的增倍效应。图2-51示出了表面暗电流IDS和晶体内部暗电流IDA在APD器件内部的分布情况。

△ 图2-52示出了一种典型Si—APD器件中的总暗电流IDL与其中的IDS、IDA之间的关系。可以看出，不增倍暗电流IDS在反向电压VR增大过程中基本保持稳定，变化不大；而增倍暗电流IDA随着反向电压VR的增加，会发生明显的倍增变化。

△ 图2-53示出了一种典型Si—APD器件中的总暗电流IDL与反向电压VR及器件温度之间的关系。可以看出在反向电压VR不变时，器件的温度越高暗电流也随之增大。

（6）APD的超量噪声因子（F）

△APD器件的电流在雪崩倍增过程中会产生附加噪声，称为超量噪声。超量噪声是在APD电流倍增的随机过程中产生的固有统计噪声，它的水平可以用超量噪声因子F（ExcessNoise Factor）进行描述。由于F因子与APD的增益M有关，所以也常记作F（M）。F因子是影响APD散粒噪声电流值和输出信号中信息分辨率的重要参数。F因子一般可表示为

式（2-52）中，M为APD的倍增因子；k为APD中载流子的电离率之比值，用器件内雪崩碰撞过程中空穴载流子的电离率β与电子载流子的电离率α之比值表示，即

一般情况下，由于β远小于α，所以k经常是一个远小于1的参数（k≪1）；一般希望k值尽量小一些，这样可以减小F因子的数值，从而降低器件雪崩噪声水平。

△ 超量噪声因子F还可以近似地表示为

式（2-54）中，M仍为APD的倍增因子；x称为超量噪声指数（Excess Noise Figure），可用于计算APD器件的超量噪声因子F，特别对于高k值的 APD器件的参数值逼近特性良好。式（2-54）经常用于用于推算Ge-APD和InGaAs-APD等高k值器件的F因子值。表2-3示出了几种APD器件超量噪声相关的参数及其典型值，供参考。

（7）APD的频率特性

△ 影响APD光电二极管传感器响应速度的因素主要有：APD内部构造所形成的等效端电容CT和负载电阻RL因素，以及载流子在APD耗尽层（漂移区W）中的穿越时间（漂移时间）tdr、载流子在耗尽层区域外扩散移动所带来的扩散时间tdi因素决定。

△ 由于APD工作时需要施加高反向电压，可以在半导体衬底中形成尽可能宽的耗尽层，减少载流子在耗尽层外的产生率，所以APD的频率特性主要用CT和RL决定的截止频率ft（RC），以及由载流子穿越漂移区W（耗尽层）的时间tdr决定的截止频率ft（w）来表示。即

△ 当APD器件所加的反向偏压足够高，使内部电场强度达到104V/cm时，载流子在漂移区W中的漂移速度可达到饱和速度107cm/s。如果加大反向偏压，增大APD耗尽层的宽度W，可以减小端电容CT，但载流子在耗尽层中的通过时间（漂移时间）tdr也增大，使ft（w）下降并且变得不容忽略；如果减小耗尽层宽度W，可以降低漂移时间tdr，但又会使端电容CT增大，而导致ft（RC）下降。因此宜兼顾各方面因素的要求取定合理的漂移区（耗尽层）宽度。

△ 图2-54示出了一种典型的在近红外光谱区工作的Si—APD器件的端电容与反向电压的关系特性[图（a）]；以及其截止频率、增益值和反向电压之间的关系[图（b）]。

●从图（a）中可以看出，随着反向电压的增大，APD光电二极管的端电容CT明显下降。当反向电压增大至一定量值后（如大于100V），端电容CT曲线变得平坦，CT值也变得稳定。这时器件内耗尽层的宽度已大于光生载流子吸收区的深度，P层完全被耗尽，载流子基本在耗尽层内产生和移动。使用APD光电传感器时，应将所加的反向电压值设定在端电容CT的这个平坦稳定的区域内，以获得APD高速响应和稳定工作的性能。

●从图（b）中可以看出，随着反向电压的增大，APD的截止频率和增益都在上升。但当增益M增大至一定数值后（如M大于数百后），截止频率会发生下降转折。这是因为M倍增时，雪崩区内的载流子与原子晶格反复多次地碰撞，使载流子在雪崩区内通过单位空间所需要的时间比在雪崩区域外更长。这就意味着APD增益值M的倍增，也会引起载流子穿越时间的延长，导致APD响应速度下降。并且增益越大，穿越时间延长越多，当增益M达到数百时， APD雪崩倍增带来的穿越时间延长的问题就变为一个应予以考虑的因素了。

2.5.2.4 带有温度控制端子的APD传感器

△APD在工作时，一般需施加较高反向电压，倍增电流变化也较大。环境温度对APD的反向击穿电压、倍增因子、暗电流、噪声水平等参数影响很大。因此很多APD传感器件制作厂家就把温控元件内置在APD器件的壳体中，做成了集光电变换功能、测温和冷却功能于一体的集成型APD光电传感元件。

△S4315系列APD光电传感器是日本滨松光电子公司生产的内置了芯片温度自测和电子冷却功能的光电传感器件。它的外形和内部组成模块如图2-55所示。S4315使用了滨松S2381低反压动作系列的APD半导体光敏芯片，光电变换特性与S2381系列相同。在此基础上附加了测温热敏电阻和半导体制冷器，可以配合外电路进行自体测温和控温冷却处理，使用起来十分方便。

△ 图2-56示出了S4315-APD器件的电子冷却特性，在S4315的制冷元件控制端子③和④脚间接入控制电压，便可实现冷却功能，降低 APD光敏芯片的温度。图2-57示出了S4315-APD器件内置的热敏电阻传感器的温度-电阻特性。内置的热敏电阻器用于实测APD芯片的温度，在外接温度信号处理电路的控制下，与器件内的电子制冷元件相配合，可以方便地实现APD芯片的控温操作。这种集成型APD器件的金属外壳还兼做半导体制冷器的散热器用。

△ 表2-4示出了日本滨松光电子公司的S4315（S2381）系列温控冷却型APD器件的主要参数，供参考。

2.5.2.5 APD的噪声和信杂比

（1）APD的噪声电流

△ 雪崩型光电二极管的噪声特征主要包括：半导体光电传感器的散粒噪声（Shot Noise）、普通热噪声（Thermal Noise）和APD所特有的雪崩倍增超量噪声（Excess Noise）。APD工作时的综合噪声水平主要是由雪崩倍增超量噪声和热噪声决定的。

① 散粒噪声

△ 半导体PN结型光电传感器吸收入射光子，在固体内部激发出电子-空穴对，进而形成光电流的过程，不是连续而均匀地发生和进行下去的过程，而是一个离散进行随机发生的过程。散粒噪声就是在这个离散和随机的过程中形成的一种噪声。光电二极管在增益M=1时的散粒噪声电流In（Shot）可表示为

式中：IP——M=1时的光电流；

B——光电变换系统的通频带宽；

IDL——暗电流；

q——电子电量（q=1.6×10-19库仑）。

② 雪崩倍增超量噪声

△APD在雪崩倍增过程中，雪崩区内的大量新生载流子在原子晶格之间反复随机地电离，高速随机地碰撞，这个随机过程形成了一种统计意义上的噪声波动。这就是APD在电流倍增过程中特有的一种散粒噪声倍增现象，称为超量噪声。APD的超量噪声大于普通光电二极管中的散粒噪声。超量噪声电流InA可以表示为

式中：IP——M=1时的光电流；

B——光电变换系统的通频带宽；

IDA——发生倍增的暗电流分量；

IDS——不发生倍增的暗电流分量；

M——APD的增益；

F——超量噪声因子；

q——电子电量（q=1.6×10-19库仑）。

△ 式（2-58）中，第一项为发生倍增的光电流（包括发生倍增的暗电流分量）在雪崩倍增过程中产生的超量噪声，它与APD的增益M和超量噪声因子F有关。第二项为不发生倍增的暗电流分量形成的散粒噪声，这部分散粒噪声在普通光电二极管中也存在。

△ 用APD检测微弱光信号时，一般要使增益M≫1，因而可测光信号的最小限值一般由散粒超量噪声决定。如果有背景光进入APD，则背景光强度引起的散粒超量噪声可能会使输出信号的信噪比下降。因此在使用APD检测微弱光信号时，应采取措施使背景光射入量最小化，包括使用光谱滤波器、优质的激光通信模块及缩小APD的探测区域范围等，尽量降低背景光因素的散粒噪声值。

③ 热噪声

△ 热噪声又称为詹森噪声（Johnson noise）或奈奎斯特噪声（Nyquist noise）。热噪声是由固体内部的电子无特定方向的热运动现象引起的一种噪声。当温度高于绝对零度时，半导体材料中就存在原子热运动过程。热运动使半导体材料中电子流动的方向不固定，会在光电传感器的负载电阻中形成一个无序起伏的电流，这样就形成了一种统计性的噪声电流，称为热噪声。热噪声电流Inth可以表示为

式中：k——玻耳兹曼常数（k=1.38×10-23）；

T——绝对温度；

B——光电变换系统的通频带宽；

RL——光电传感器的负载电阻。

△ 由式（2-59）可以看出，光电二极管的热噪声与入射光的功率以及光电二极管的输出电流无关，只要器件温度T高于绝对零度，热噪声就存在。增大RL值可以降低热噪声，但由于这样会降低半导体光电传感器的响应速度，所以这种做法并不能实用。因此，在光电二极管的输出电流IP很小（M=1）的情况下，可以忽略散粒噪声的影响，但仍要将热噪声考虑在内。热噪声水平是决定APD光电传感器最低分辨力的重要因素之一。

（2）APD工作时的信噪比

△APD的信号噪声比（S/N）是指：APD工作时，光生电流信号的功率与光电变换过程中产生的综合噪声功率的比值。即

式中，PP为光生电流信号的功率；Pn为综合噪声功率。

△ 由式（2-58）和式（2-59）可知，式（2-60）中的光生电流信号功率PP和综合噪声功率Pn可以分别表示为

所以，APD工作时的信噪比（S/N）为

由式（2-63）可以看出，APD工作时，随着倍增因子M的增大，代表输出光电流信号功率的 M2项会增大，而代表超量噪声功率的2q（IP+IDA）BM2F项也增长。热噪声成分和暗电流IDS分量的散粒噪声成分不随M的增大而变化。

△ 如果忽略掉暗电流ID S分量引起的噪声成分，并用F=Mx表示超量噪声因子，则式（2-58）的超量噪声可表示为

由式（2-63）和式（2-64）可以看出，由于超量噪声指数x>0，所以超量噪声功率Pn随M的增长率，将高于光电流信号功率PP随M的增长率；因此，若一味地增大M值，终归会导致信噪比下降。

△ 另一方面，由于噪声电流的相位无规则，噪声电流不叠加，所以可以调整和提高增益M值，使超量噪声电流（InA）与热噪声电流（Inth）达到相等，这样就可以使APD的综合噪声电流最小，使APD输出信号的信噪比（S/N）达到最大值。

△ 设噪声电流InA=Inth时，则有：2 2h成立；联立式（2-64）与式（2-59），可以得到InA=Inth时的增益MP；当M=MP时，APD工作时的信噪比（S/N）将达到最大值（S/N）max。即

所以

APD工作时，取M=MP，就可以在保持APD合适响应度的同时，又使信噪比达到最大值。

2.5.2.6 APD传感器的噪声等效功率（NEP）

△APD传感器的噪声等效功率（Noise Equivalent Power，NEP），是表示光电流在负载电阻RL上所形成的功率，恰与单位通频带宽里的全噪声在负载电阻RL上所形成的噪声功率相等时，入射光的物理辐射功率；用NPE表示，单位为 W/。用噪声等效功率（NEP）可以衡量出APD光电传感器能分辨出的最小光功率。在APD参数表中通常给出APD光电传感器在峰值响应波长λP下的噪声等效功率（NEP）值。

△ 噪声等效功率的意义也可以表述为：在单位通频带宽（噪声带宽）上，使信噪比（S/N）等于1时，所需要的入射光的物理辐射功率。

由式（2-61）、式（2-62）和式（2-63）可知：

●光电流在负载电阻RL上所形成的功率PP为

PP=（IPM）2RL

●通频带宽B里的全噪声在负载电阻RL上所形成的噪声功率Pn为

●当S/N=时

即表明：PP=Pn；则有

●由式（2-67）可得

●又由式（2-47）和式（2-50）可知

●由于当S/N=1时，入射光的物理辐射功率P可以表示为PNEP；所以式（2-69）可以表示为IPM=SW·PNEP，代入式（2-68）则有

●由此可得APD的噪声等效功率N EP为

式（2-71）中，N EP即表示在单位噪声带宽上，产生与噪声功率相等的光电流功率所需要的入射光的物理辐射功率。PNEP是使APD光电传感器能察知到光信息所需要的最小光功率；式中SW为APD传感器的响应度；B为光电系统的通频带宽，也是噪声进入的全带宽。在APD参数测试和标定时，通常给出入射光为峰值波长λP下的噪声等效功率（N EP）值，这时使用的SW值也为峰值响应波长λP下的响应度值。

2.5.2.7 APD传感器的接口电路

（1）选择传感器

△ 选择APD传感器要从需要出发，主要考虑APD光谱响应范围与所用光源（LED）光谱的匹配，工作频率（端电容），工作电压，光响应灵敏度，以及暗电流和温度稳定性方面能否满足要求。据此确定用何种材料的APD，进而根据参数资料和实测的结果确定选用APD的型号。如果要成批制造光电通信装置，还要将价格因素参考在内，综合平衡各方面因素全面考虑，确定所选用的APD传感器。

△ 如果希望在低反向电压下工作，并要求光电变换速率高（截止频率高）、噪声低、通信距离长（高响应度）时，例如设计长距离宽带光纤数据通信系统时，可以考虑选择InGaAs的APD器件。日本滨松光电子公司生产的G8931-04型InGaAs-APD是一种低电压工作的低噪声、高速响应型APD传感器，这种APD器件可以在30V左右的低反向电压下工作，截止频率为4GHz，可以对2.5Gbps带宽的光纤数字信号进行光电变换，并对后续的信号处理电路输出数据。图2-58示出了这种InGaAs-APD的外形。

△ 表2-5示出了G8931-04-APD的主要性能参数，图2-59示出了这种APD传感器的几个重要特性曲线。从特性图表的典型数据中可以看出，G8931-04的端电容Ct在反向电压大于30V时已趋于稳定，处在0.5pF以下，因而工作频率可以很高；在反向电压大于30V时，响应光电流已大于3μA，而暗电流在20～40nA范围，因而具有比较高的光电流增益。G8931-04的光谱响应区基本上处于近红外区域，在1.55μm处达到响应峰值。这种APD光电传感器可以适应1.55μm波长的红外光通信和其他要求高速低电压工作的红外光电变换场合。

（2）基本接口电路

△APD光电二极管的光电流输出形式与PIN型光电二极管基本相同，但使用方法与普通光电二极管有所不同。首先是APD器件要求加高反向电压，并且要考虑温度和倍增电流变化对输出信号和器件工作状态的影响；其次是由于APD光电二极管也要加接有源放大电路和监控电路，而这些有源工作电路要求在一定的低电压条件下工作，这就要求提供一组低压电源，所以APD的接口电路中往往要加入高压和低压两组电源。

△ 由于APD传感器在高反压下工作，而且光电流有倍增作用，所以工作时消耗功率比PIN型光电二极管大得多。APD工作时器件本身的功耗Pcm为

式中：Pcm——APD器件工作状态下的耗散的功率；

P——入射光的物理辐射功率；

SW 1——APD在M=1时的响应度；

M——APD的倍增率；

VR——APD所加的反向电压值。

为了限制工作电流的异常增长和器件功耗过大，APD的反向偏压提供电路中必须要加入一个较大的限流保护电阻，或者专设限流保护电路。图2-60示出了APD光电二极管接口电路的基本形式。

△ 在图2-60电路中，R1为限流保护电阻，其阻值一般在1MΩ以上，可以防止APD电流和功耗的过度增长。同时由于R1阻值较大，还具有一定程度的偏压调节作用。当环境温度升高时，APD的倍增因子M会变小，使APD中的光电流减小，此时由于R1阻值较大，R1上压降减小较多，这使APD两端偏压获得升高，而APD偏压上升又促使倍增因子M增加，这样就使得APD的输出光电流回复到原来的值，实现了一定程度的补偿作用。C1为去耦电容，作用是稳定APD偏压值，使APD的偏压不因APD中光电流的高速变化而波动。ER为高反压电源，为APD提供反向偏压。由于APD的增益M会随温度而发生改变，当APD工作环境的温度变化较大时，有必要采取温度补偿措施，根据环境温度的变化来自动调控反向电压ER值，使APD处于稳定工作状态。或者使用温度监测和调控方式来保持APD恒温工作。

△ 图2-60电路中，A为低噪声高速率运算放大器，对光电流信号进行放大，并与后续的信号读取和处理电路相连接。运放A由另一组低压电源供电。由于APD由高压电源供电，而运算放大器的输入阻抗通常较高，为防止运算放大器A的输入端子出现过高电压，加入了普通二极管D通向了电压监控电路。通过过压保护电路可以限制前置放大器输入端子上的电压值，防止过压损坏。

△ 图2-60电路中，假设运放器A的反相输入端k点为虚地，A的输入阻抗为无穷大，并因k、G两点电位基本相同，则有

由式（2-74）可知，当反馈电阻R2一定时，低噪声运算放大器A的输出电压VOUT与APD倍增光电流IAP成正比。并且APD的倍增因子M的变化也会直接影响电路的输出信号电压。

△ 由式（2-48）可知：，则式（2-74）中的输出电压VOUT又可表示为

由式（2-75）可以看出，VOUT还与入射光的波长λ和量子效率η有关；而量子效率η又与λ有关，所以图2-60电路的输出电压VOUT也是随着入射光的波长λ的不同而不同的，表现为光谱响应特性。在入射光的波长λ固定时，接口电路的输出电压VOUT与 APD入射光辐射功率P成正比。

2.5.2.8 使用ADL5317的APD应用电路

（1）ADL5317的主要功能和结构特点

△ADL5317是美国Analog Devices公司专为APD传感器应用而设计的专用集成电路。它可以直接连接各种APD器件，提供APD工作时所需要的高反向偏压，并同时监测和控制APD工作时的电流、电压和温度状态。当APD中电流过大时或芯片元件过热时输出报警信号，并自动降低APD的偏压，限制APD中的电流值。具有保持APD参数稳定和保护元件的功能。ADL5317使用高、低压两组电源供电，并设有专用的 APD 反向偏压设置端子（VSET），可以在6～75V的宽阔范围内精确设置APD的反向偏压值。并能够以5∶1的镜像比例在3nA～5mA的宽范围里精确跟踪监测APD光电二极管中的电流值，监测输出电流的线性度误差全程不超过0.5%。

△ 图2-61示出了ADL5317芯片内部的功能模块结构和相关模块之间的联系图。ADL5317内部主要由电源接入模块，APD偏压设置与控制模块，APD电流镜像跟随监测模块，APD电流限制与过流保护（报警）模块，芯片过热保护（报警）模块，以及外接滤除噪声元件用的预留的端子（如GARD）等联合组成。

△ 在使用ADL5317对APD提供反向偏压的方式中，因APD反向偏压的受控方式不同， ADL5317有两种工作模式，即线性工作模式和电源跟踪工作模式，两种模式下APD反向偏压值的设置方式不同，引脚的连接方法也略有不同。

△ADL5317为16端子的集成电路元件，图2-62示出了ADL5317的引脚线分布图和其外观形状尺寸图，表2-6列出了ADL5317各条引脚线的基本作用。

（2）ADL5317与APD的连接电路和工作过程

△ 图2-63示出了ADL5317在线性工作模式下的基本连接电路。

① 电源及其偏压设定部分

△ 图2-63电路中，VPHV端子为高压电源端子，通过一个电源去耦网络连接高压电源，高压电源的接入电压值可根据不同型号APD工作的需要，在10～80V之间选择。VCLH端子为高压钳位电路端子，高电压钳制电路（VCLH）是用于限制APD的偏压值，使VAPD不能超过VCLH端子电压。当VCLH端子空置时，VAPD电压值始终比VPHV端子电压低2V。在线性工作模式下，VCLH端子可以与高压电源端子VPHV相短接，这样可以扩大VAPD电压的线性设置范围；在电源跟踪工作模式下，VCLH端子空置。VPLV端子为低压电源输入端子，通过一个电源去耦网络连接低压电源，为芯片工作供电，低压电源电压值可在4～6V之间。

△ 图2-63电路中，ADL5317芯片的VSET端子为APD光电二极管反向偏压设置（控制）端子，可通过接入0～2.5V直流电压，控制VAPD端子电压按：VAPD=30×VSET之关系变化。VAPD端子是给APD光电二极管提供反向偏压的端子，直接连接APD光电二极管的负极，其输出电压值可在6～75V之间设定调整。

②APD电流镜像监测部分

△ 图2-63中，APD光电二极管中流过的电流为IAPD；IPDM端子是APD中流过电流（IAPD）的监测端子，它会以IAPD/5的镜像关系精确输出监测电流。ADL5317对APD电流进行镜像监测的核心电路是一个具有电压跟随功能的精密电流衰减器，它可以在保持VAPD端子电压稳定不变的条件下，以非常小的输入电流，精确监测流经VAPD端子的电流值，并将监测到的IAPD值精确衰减为IAPD/5之后，由电流监测端子IPDM输出。ADL5317对IAPD电流的监测范围可宽达到3nA～5mA；并且IPDM端子输出电流与APD电流（IAPD）之间全程保持着高度的线性关系，在10nA～1mA范围内线性度误差仅为0.25%，在5nA～5mA范围里线性度误差为0.5%。

③ 偏压电源噪声滤除部分

△ 图2-63电路中，ADL5317集成电路的GARD端子是外接滤波电容的预留端子。GARD端子在芯片内已与一个20kΩ的固化电阻相连接，配合片外串接的滤波电容CGRD组成了低通滤波器，用来滤除芯片内部VAPD偏压设置点上的高频率噪声。20kΩ固化电阻和CGRD组成的低通滤波器的-3dB截止频率fC为

可见CGRD的值越大，高频率噪声滤除效果越好，但VAPD电压的受控响应速度（调整速度）也延迟变慢。因此GARD端子外接电容CGRD值一般为0.01μF左右。外接于VAPD端子的RCOMP和CCOMP是VAPD端子的滤波补偿元件，它还可以起到降低IPDM监测电流噪声的作用，RCOMP和CCOMP在取值时考虑到了兼顾滤波和VAPD电压调整速度补偿上的要求。

④ 报警和保护电路部分

△ 图2-63电路中，报警信号输出端子FALT为ADL5317芯片内的开关晶体管的集电极。FALT端子属于集电极开路式逻辑电平输出方式，因此需要外接上拉电阻RC接于逻辑电源正极，并且要求RC上电流不超过1mA。在图2-63电路中，RC使用10kΩ电阻接于低压电源的正极，RC上电流最大值不超过6V/10kΩ=0.6mA。当芯片温度和APD电流都正常时， FALT端子被上拉至高电平；当ADL5317检测到有过流（IAPD>18mA）或过热（芯片温度>140℃）时，就会发出触发信号，使芯片内的开关晶体管导通，FALT端子变为低电平，发出报警信息。当不使用报警输出信号时，应将FALT端子接地。

△ 在FALT端子发出报警信息的同时，ADL5317芯片内的保护电路动作，使电流跟踪监测电路停止工作，VAPD端子电压受限流保护电路控制而下降，将APD电流维持在一个门限电流值。直到电流低于限定值（约2.5mA左右）时，电路重新恢复工作。如果ADL5317是由于过热而发生的报警和保护动作，那么将会在芯片温度从保护温限值（140℃）下降20℃时，电路重新恢复工作。

2.5.2.9 ADL5317的工作模式

（1）线性工作模式

△ 在APD的反向偏压（VAPD）需要由ADL5317设置端子（VSET）的电压值来设定或进行线性调控的场合，需要使ADL5317工作于线性模式中。图2-64示出了ADL5317线性工作模式的电路形式图。在线性工作模式下，VSET端子上的控制电压的变化范围为0～2.5V；在VSET端子上电压的这个变化范围里，APD偏压输出端子VAPD的电压值始终追随VSET端子上控制电压的变化而变化。其电压追随关系为

但VAPD端子输出电压的最低值为6V，最高值为2.5V×30=75V；即VAPD端子的电压值可由式（2-77）在6～75V之间设定。

△ 图2-65 示出了在多个温度条件下，ADL5317高压电源输入电压为VPHV=78V 和VPH V=45V时，VSET设置电压对VAPD输出电压的控制特性。可以看出VPH V不同的两段曲线的衡接情况良好，均保持着30倍的控制关系，并且在电压设定范围内保持着良好的线性设置关系。

△ADL5317在线性工作模式下，一般将高压钳位电路端子VCLH与VPHV端子短接。这样可以扩大VAPD电压值的设置范围，可以将VAPD电压设置上限值扩大到（VPHV-1.5V）。在不同的高压电源VPHV电压输入值下，VAPD电压值的可设置范围如下：

●10V<VPHV<41V时，VAPD电压范围：6V～（VPHV-1.5V）；

●41V<VPHV<76.5V时，VAPD电压范围：（VPHV-35V）～（VPHV-1.5V）；

●76.5V<VPHV<80V时，VAPD电压范围：（VPHV-35V）～75V。

（2）电源跟随工作模式

△ 有些场合，需要用电压可调的DC-DC直流变换器或用电压可调的高压电源来提供VPHV电压，这些场合不需要使用ADL5317的VSET→VAPD电压的线性设置功能，而希望通过直接调节高压电源电压VPHV来调整VAPD端子的输出偏压VAPD；这种情况下就需要使ADL5317工作于电源跟随模式中。

△ 图2-66示出了ADL5317在电压跟综模式下的配置形式。在电压跟随模式中，VSET端子要接于+3.0～+5.5V电压；即要求：+3.0V≤VSET≤+5.5V，使 ADL5317芯片中的VSET电压放大器的输出电压上升至饱和状态，超出其线性可控范围，不再受 VSET端子电压控制。并且还需要将高压钳位端子VCLH置空，保持2V钳位电压有效。这样，在电源跟随模式下，VAPD端子的输出电压就会跟随着高压电源VPHV端子电压的变化而变化，并且始终保持着VAPD端子电压低于VPHV端子电压2.0V的差值状态。图2-67示出了多温度条件下，VAPD端子输出电压VAPD跟随VPHV端子电压VPHV变化过程中，VAPD与VPHV的差值情况。

△ 也可以使用ADL5317的VPLV低压电源连接VSET端子，来设置电源跟随模式。这要求低压电源电压VPLV大于5.5V，并且需要在VSET端子和VPLV端子之间串接一个100kΩ的电阻，用以限制VSET端子的流入电流。在电源跟随模式下，IPDM镜像电流精密监测等功能仍然有效可用。

2.5.2.10 应用ADL5317的APD偏压联控方式

△ 保持APD传感器稳定工作的关键在于保持雪崩倍增因子M值的稳定性。从图2-48的典型特性曲线可知，APD的M值是随温度的上升而下降；而又随反向偏置电压的增大而上升的。这样便可以通过综合测控APD器件的温度值和反向偏压值来保持APD的M值的稳定。

△ 图2-68示出了使用ADL5317对APD偏压进行综合控制的电路结构图，电路工作于线性模式下。在使用APD传感器和专用集成电路ADL5371进行光电变换时，可以先决定一个工作任务所要求的M0值，之后再将所选用的APD器件在M=M0时的条件温度值和偏压值的数据对应表测量（整理）出来，存入查表式电压发生器T的ROM中，并通过一只温度传感器S来实时监测APD器件的温度值，并实时将每个温度信号电压进行A/D变换后送入查表式电压发生器T中。由这个电压发生器T根据温度传感器S送来的APD器件的温度数据值，查ROM表并输出相应的控制电压值VT；这个VT值直接送入ADL5317的VSET端子，按照VAPD=30VSET的变换规律实时地调整VAPD端子的输出电压值。这样，便可以实现实时地调控APD的偏压值，在变化的温度环境中始终保持APD倍增因子M值的稳定性。

△ 由于ADL5317对IAPD电流的监测范围可宽达到3nA～5mA，其动态范围达到106倍，因此IPDM端子可以后续对数型放大电路，以便宽范围读取流过APD的电流数据。ADL5317的IPDM监测电流输出端口已设计成与集成对数型放大器件AD8305可以直接相连的形式， AD8305对数型放大器可以直接从ADL5317读取光电流信号，并在ADL5317的全动态监测范围里对APD传感器的光电流信息进行精确变换输出或进行高精度光功率监测。图2-69示出了使用ADL5317和AD8305的APD偏压控制与光电流监测电路。